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title: 3.3 3레벨 DC-DC Buck-Boost 컨버터
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published: true
date: 2026-04-23T09:41:14.815Z
tags: 
editor: markdown
dateCreated: 2026-04-22T02:25:10.099Z
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# 3.3 3레벨 DC-DC Buck-Boost 컨버터

## 사양 확정

| 항목 | 값 |
|------|----|
| 토폴로지 | NPC Half-bridge |
| 정격 전력 | 4kW |
| 저압단 전압 | 500VDC (충전 시 550VDC) |
| DC Link 전압 | 640VDC |
| 스위칭 주파수 | 10kHz |
| 인덕터 | [미결] |
| 소자 | Infineon BSM100GB60DLC (600V Si IGBT) |
| 운전 방향 | 양방향 (Buck / Boost) |

## 설계 파라미터 계산

| 항목 | 계산 | 값 |
|------|------|----|
| Duty ratio (Buck, 500V) | D = 500/640 | 0.781 |
| Duty ratio (Buck, 충전 550V) | D = 550/640 | 0.859 |
| 정격전류 (저압단) | P/V = 4000/500 | 8A |
| 전류 리플 ΔiL | [인덕터 확정 후 계산] | [미결] |
| 소자 최대 전압 부담 | Vdc/2 | 320V |

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## 논문 서술 초안

### 회로 구성

본 연구에서 사용된 3레벨 DC-DC 컨버터는 NPC(Neutral Point Clamped) 하프 브리지 구조로 구성된다. 회로는 직렬 연결된 4개의 IGBT 스위치(S1~S4)와 2개의 클램핑 다이오드(Dc1, Dc2), 중립점(Neutral Point, N)을 형성하는 분할 커패시터(C1, C2), 그리고 출력측 인덕터(L) 및 커패시터(Co)로 이루어진다. DC 링크 전압 640V는 C1과 C2에 의해 균등하게 분담되어 각 커패시터는 320V의 전압을 유지하며, 클램핑 다이오드 Dc1은 S1·S2 접합점과 중립점 N 사이에, Dc2는 중립점 N과 S3·S4 접합점 사이에 각각 연결된다. 스위칭 노드(Ph)에서 바라본 출력 전압은 640V, 320V, 0V의 세 가지 레벨을 가지며, 각 소자의 최대 전압 부담은 320V로 제한된다.

### 동작 원리

스위칭 노드 Ph의 전위는 스위치 도통 조합에 따라 아래의 세 가지 상태를 가진다.

- **상태 1 (Ph = 640V):** S1, S2 도통. DC Link 전위가 스위칭 노드와 직결되며 인덕터 전류가 상승한다.
- **상태 2 (Ph = 320V):** S2, S3 도통. 스위칭 노드가 클램핑 다이오드를 통해 중립점 N에 구속되며, 인덕터 양단 전압이 320V 기준으로 결정된다.
- **상태 3 (Ph = 0V):** S3, S4 도통. 스위칭 노드가 저전위에 연결되며 인덕터 전류가 감소한다.

Buck 모드(DC Link → 500V)에서 정격 운전 시 Duty ratio D는 500/640 = 0.781로, 0.5를 초과하므로 Ph는 640V와 320V 두 레벨 사이를 스위칭한다. 이 구간에서 인덕터 상승 전압은 640−500 = 140V, 하강 전압은 500−320 = 180V이며 volt-second 평형이 유지된다. 배터리 충전 시에는 저압단 전압이 550V로 상승하며, 이에 따라 D = 0.859로 증가하고 Buck 동작을 유지한다. Boost 모드(500V → DC Link)에서는 전력 흐름 방향이 역전되며, 동일한 스위칭 상태 조합이 유지된 채 에너지가 저압단에서 DC Link로 전달된다.

3레벨 NPC 구조의 특징으로, 인덕터 전류 리플의 유효 반복 주파수는 스위칭 주파수 Fsw의 2배인 2Fsw에 해당한다. D > 0.5 구간에서의 전류 리플은 다음 식으로 산출된다.

$$\Delta i_L = \frac{(V_{dc} - V_{out})(2D - 1)}{2 \cdot L \cdot F_{sw}}$$

본 시스템의 파라미터(Vdc = 640V, Vout = 500V, D = 0.781, Fsw = 10kHz)를 기준으로, 인덕터 L이 확정되면 ΔiL을 산출하여 기재한다. [미결]

### 인터리빙 동작

본 연구의 DC-DC 컨버터는 동일한 NPC 하프 브리지 레그 2개를 병렬로 구성하고, 두 레그의 반송파(carrier)를 180° 위상 차이로 운전하는 인터리빙(interleaving) 방식을 적용한다. 각 레그는 독립적인 인덕터를 가지며, 두 인덕터 전류의 합이 출력 전류를 구성한다.

단일 레그에서 3레벨 NPC 동작에 의해 인덕터 전류 리플의 유효 주파수는 이미 2Fsw로 증가한 상태이다. 여기에 2레그 인터리빙을 적용하면 두 레그의 리플이 서로 180° 위상 차이로 상쇄되어, 출력 합산 전류의 리플 주파수는 4Fsw로 증가하고 리플 진폭은 추가로 감소한다. 이는 출력 커패시터 설계 요건을 완화하고, 저압단에 연결된 배터리 또는 시뮬레이터에 가해지는 전류 리플 스트레스를 줄이는 효과를 갖는다.

> **그림 3.X.** 인터리빙 유무에 따른 인덕터 전류 및 출력 전류 리플 비교 파형  
> *(시뮬레이션 또는 실험 파형 삽입)*

**표 3.X.** 인터리빙 적용 전후 비교

| 항목 | 단일 레그 | 2레그 인터리빙 |
|------|----------|--------------|
| 각 레그 인덕터 전류 리플 | ΔiL | ΔiL (동일) |
| 출력 전류 리플 주파수 | 2Fsw | 4Fsw |
| 출력 전류 리플 진폭 | ΔiL | 감소 (D에 따라 상쇄) |
| 소자 전류 분담 | 1개 레그 | 2개 레그 균등 분담 |
| 열 분산 | 집중 | 분산 유리 |

### 주요 설계 파라미터

| 파라미터 | 값 | 비고 |
|----------|----|------|
| 인덕터 L | [미결] | 증가 검토 중 |
| 정격 Duty ratio | 0.781 | Vout=500V 기준 |
| 소자 전압 스트레스 | 320V | Vdc/2 |
| 전류 리플 ΔiL (단상) | [미결] | L 확정 후 계산 |
| 출력 전류 리플 ΔiL (인터리빙) | [미결] | 단상 대비 감소 |

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## 미결 항목

- [ ] 인덕터 L 확정 (현재 증가 방향으로 검토 중) → 확정 후 전류 리플 ΔiL 수치 대입
