docs: update Thesis/Master_Thesis260518/Paper1
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title: Paper1_260518
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date: 2026-05-18T01:54:04.683Z
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date: 2026-05-18T01:55:49.786Z
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@@ -226,215 +226,32 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
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# 4. 설계 가이드라인
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## 4.1 개요
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2장에서 제안한 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조는 히스테리시스 임계값($V_H$, $V_L$)과 드룹 계수($R_d$)라는 두 종류의 설계 파라미터에 의해 동작 특성이 결정된다. 이 파라미터들은 서로 독립적으로 결정되지 않으며, DC 버스 전압 허용 범위, 측정 오차, 정격 전류 등의 물리적 제약 조건으로부터 결정론적으로 도출될 수 있다.
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본 장에서는 이 두 파라미터를 체계적으로 결정하기 위한 설계 절차와 가이드라인을 제시한다. 구체적인 수치 설계는 시스템의 공칭 DC 버스 전압($V_\text{nom}$), 허용 전압 편차($\Delta V_\text{allow}$), 정격 전류($I_\text{rated}$), 측정 오차($\Delta V_\text{eff}$)를 입력으로 하며, 이로부터 각 파라미터의 허용 범위와 권장 선정 기준이 도출된다.
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## 4.2 설계 기준
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### 4.2.1 허용 전압 편차
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히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 설계 범위는 공통적으로 DC 버스 전압의 허용 편차 $\Delta V_\text{allow}$에 의해 상한이 결정된다. 이 허용 편차는 시스템이 적용되는 인증 기준 또는 운용 요건에 따라 결정된다. 예를 들어 한국선급(KRS) 선급 및 강선규칙 제6편 표 6.1.2(b)는 직류 배전계통의 정상상태 전압 허용 한계를 공칭 전압 대비 $\pm 10\,\%$로 규정한다 [1].
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$$\Delta V_\text{allow} = \alpha \cdot V_\text{nom} \quad (\text{예: } \alpha = 0.1 \text{ for KRS } \pm10\%)$$
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### 4.2.2 유효 측정 오차
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히스테리시스 임계값과 드룹 계수는 모두 DC 버스 전압 측정값을 기준으로 동작하므로, 측정 오차가 설계 하한을 결정한다. 지배적 측정 오차 요인은 컨버터 스위칭 동작에서 기인한 전압 리플이다.
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2차 저역 통과 필터(Butterworth LPF)를 통과한 후 잔류하는 worst-case 리플 진폭인 유효 전압 오차 $\Delta V_\text{eff}$는 다음과 같이 계산된다.
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$$\Delta V_\text{eff} = \frac{\Delta V_\text{ripple,max}}{\sqrt{1+\left(f_\text{ripple}/f_c\right)^4}}$$
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여기서 $\Delta V_\text{ripple,max}$는 worst-case 리플 진폭, $f_\text{ripple}$은 DC 버스 전압 리플의 기본 주파수, $f_c$는 LPF 차단 주파수이다. 3레벨 NPC 토폴로지의 경우, 위상 레그별 스위칭의 인터리빙(Interleaving)으로 인해 DC 버스 측 리플 기본 주파수는 스위칭 주파수의 2배가 된다 ($f_\text{ripple} = 2f_\text{sw}$). 이 점은 2레벨 컨버터($f_\text{ripple} = f_\text{sw}$)와의 핵심 차이로, $\Delta V_\text{eff}$ 계산 시 반드시 반영해야 한다.
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$\Delta V_\text{allow} > \Delta V_\text{eff}$ 조건이 만족되어야 설계가 유효하다. 이 조건이 성립하지 않는 경우, LPF 차단 주파수를 낮추거나 스위칭 리플 저감 대책을 강구해야 한다.
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## 4.3 히스테리시스 임계값 설계
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### 4.3.1 설계 원칙
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DC-DC 모듈의 히스테리시스 임계값 $V_H$ (Buck 진입 임계)와 $V_L$ (Boost 진입 임계)은 다음 두 조건을 동시에 만족해야 한다.
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**조건 1 — 오전환 방지 (Anti-chattering):**
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임계값이 측정 오차 $\Delta V_\text{eff}$ 이상으로 공칭 전압으로부터 이격되어야 한다.
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$$V_\text{nom} - V_L > \Delta V_\text{eff}, \quad V_H - V_\text{nom} > \Delta V_\text{eff}$$
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**조건 2 — 허용 범위 내 동작:**
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임계값이 DC 버스 전압 허용 범위 이내에 위치해야 한다.
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$$V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow} \leq V_L < V_\text{nom} < V_H \leq V_\text{nom} + \Delta V_\text{allow}$$
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위 두 조건을 결합하면 임계값의 허용 범위가 결정된다.
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$$V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow} \leq V_L < V_\text{nom} - \Delta V_\text{eff}$$
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$$V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff} < V_H \leq V_\text{nom} + \Delta V_\text{allow}$$
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### 4.3.2 $V_L$ 선정 가이드라인
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$V_L$을 $V_\text{nom}$에 가깝게 설정할수록 전압 강하 시 신속한 Boost 진입이 가능하지만 채터링 면역이 약해진다. 반대로 멀리 설정할수록 채터링 면역은 향상되지만 과도 상태 전압 강하 허용 폭이 좁아진다.
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비대칭적 우선순위 요건이 없는 경우, $V_L$의 허용 범위 $[V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow},\ V_\text{nom} - \Delta V_\text{eff})$의 중간값을 권장 선정값으로 한다.
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$$V_L^\text{권장} = V_\text{nom} - \frac{\Delta V_\text{allow} + \Delta V_\text{eff}}{2}$$
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이 선정값은 오전환 방지 마진과 Boost 진입 여유를 균등하게 배분한다.
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### 4.3.3 $V_H$ 선정 가이드라인
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$V_H$는 두 경계 조건을 동시에 만족해야 한다. 하한은 $V_\text{nom}$ 근방의 측정 오차에 의한 오전환을 방지하고, 상한은 DC-AC 모듈의 고정 전압 기준 $V_\text{ref,AC}$에 의해 형성되는 DC 버스 전압이 $V_H$를 확실히 초과하도록 보장한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 사용하지 않으므로, 정상 운전 중 DC 버스 전압은 $V_\text{ref,AC}$에 유지된다.
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$$V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff} < V_H < V_\text{ref,AC} - \Delta V_\text{eff}$$
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여기서 $V_\text{ref,AC}$는 DC-AC 모듈의 DC 버스 전압 기준값이다. 허용 범위 $(V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff},\ V_\text{ref,AC} - \Delta V_\text{eff})$의 중간값을 권장 선정값으로 한다.
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$$V_H^\text{권장} = \frac{V_\text{nom} + V_\text{ref,AC}}{2}$$
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위 범위가 유효하려면 $V_\text{ref,AC} > V_\text{nom} + 2\,\Delta V_\text{eff}$ 조건이 성립해야 한다. 이 조건은 $V_\text{ref,AC}$ 선정 시 확인한다.
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**설계 전제 조건:** 위 $V_H$ 설계는 DC-AC 모듈이 정상 운전 중 $V_\text{ref,AC}$를 안정적으로 유지할 수 있음을 전제로 한다. 약계통 조건에서 DC-AC의 전류 제어 성능이 저하될 경우 DC 버스 전압 유지 능력이 제한될 수 있으며, 이에 대한 대응은 3장에서 제안한 변조 계수 기반 전류 제어기를 통해 이루어진다.
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## 4.4 드룹 계수 설계
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### 4.4.1 설계 원칙
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드룹 계수 $R_d$는 전압 유지 성능과 전류 분담 균등성 사이의 트레이드오프를 수반한다.
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**하한 조건 — 드룹 신호가 측정 오차를 초과:**
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복수 모듈의 worst-case 측정 오차 차이($2\Delta V_\text{eff}$) 이상이어야, 드룹 신호가 측정 노이즈에 묻히지 않고 전류 분담 기능을 수행할 수 있다.
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$$R_d \cdot I_\text{rated} \geq 2 \cdot \Delta V_\text{eff} \quad \Rightarrow \quad R_d \geq \frac{2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}}$$
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**상한 조건 1 — 정격 부하 시 드룹 전압 강하가 허용 범위 이내:**
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$$R_d \cdot I_\text{rated} \leq \Delta V_\text{allow} \quad \Rightarrow \quad R_d \leq \frac{\Delta V_\text{allow}}{I_\text{rated}}$$
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**상한 조건 2 — Buck 재진입 마진 확보:**
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충전(Buck) 모드에서 DC-DC 모듈은 드룹 제어에 의해 개별 전압 기준이 $V_{\text{ref},i} = V_{\text{ref},0} + R_d \cdot |I_{o,i}|$로 상승한다(Buck 시 $I_{o,i} < 0$이므로 $V_{\text{ref},i} > V_{\text{ref},0}$). 정격 전류 운전 시 이 상승분 $R_d \cdot I_\text{rated}$가 $V_\text{ref,AC}$와 $V_\text{nom}$ 사이의 유효 마진 $(V_\text{ref,AC} - V_\text{nom} - 2\Delta V_\text{eff})$을 초과하면, DC-DC 모듈의 개별 전압 기준이 DC-AC의 고정 전압 기준 $V_\text{ref,AC}$를 침범하여 DC-AC의 전압 제어 우위가 약화되고 Buck 모드의 정상 운전 마진이 소멸된다. 따라서 다음 조건이 추가로 적용된다.
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$$R_d \cdot I_\text{rated} \leq (V_\text{ref,AC} - V_\text{nom}) - 2\,\Delta V_\text{eff} \quad \Rightarrow \quad R_d \leq \frac{(V_\text{ref,AC} - V_\text{nom}) - 2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}}$$
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두 상한 조건 중 결속력이 강한(binding) 조건이 실제 상한으로 작용하며, 드룹 제어는 DC-DC 모듈에만 적용된다. DC-DC 모듈의 드룹 계수 허용 범위는 다음과 같다.
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$$\frac{2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}} \leq R_d \leq \min\!\left(\frac{\Delta V_\text{allow}}{I_\text{rated}},\ \frac{(V_\text{ref,AC} - V_\text{nom}) - 2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}}\right)$$
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### 4.4.2 $R_d$ 선정 가이드라인
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허용 범위가 결정되면 $R_d$를 범위 내에서 선정한다. 범위의 중간값은 전압 편차와 전류 불균형 간 트레이드오프를 균등하게 반영하는 기준 선정값이다.
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$$R_d^\text{권장} = \frac{R_{d,\min} + R_{d,\max}}{2}$$
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전류 분담 정밀도가 중요한 경우 $R_d$를 상한에 가깝게, 전압 유지 성능이 중요한 경우 하한에 가깝게 선정한다.
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### 4.4.3 Worst-case 전류 불균형 추정
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선정된 $R_d$에서 병렬 모듈 간 worst-case 전류 불균형은 다음과 같이 추정된다.
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$$\Delta I_\text{max} = \frac{2\,\Delta V_\text{eff}}{R_d}$$
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이 값이 시스템이 허용하는 전류 불균형 기준 이내인지 확인한다.
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## 4.5 설계 파라미터 결정 절차 요약
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아래 절차에 따라 시스템 사양으로부터 설계 파라미터를 순차적으로 결정한다.
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1. **입력 값 확정:** $V_\text{nom}$, $\Delta V_\text{allow}$, $I_\text{rated}$, $f_\text{sw}$, $f_c$
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2. **$\Delta V_\text{eff}$ 계산:** LPF 특성으로부터 유효 측정 오차 산출
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3. **유효성 검증:** $\Delta V_\text{allow} > \Delta V_\text{eff}$ 확인
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4. **$V_\text{ref,AC}$ 선정:** DC-AC 모듈 DC 버스 전압 고정 기준값 설정, $V_\text{ref,AC} > V_\text{nom} + 2\,\Delta V_\text{eff}$ 확인
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5. **$V_H$ 허용 범위 결정 및 선정:** $(V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff},\ V_\text{ref,AC} - \Delta V_\text{eff})$ 내에서 선정
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6. **$V_L$ 허용 범위 결정 및 선정:** $[V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow},\ V_\text{nom} - \Delta V_\text{eff})$ 내에서 선정
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7. **$R_d$ 허용 범위 결정 및 선정 (DC-DC 모듈):** $[2\Delta V_\text{eff}/I_\text{rated},\ \min(\Delta V_\text{allow}/I_\text{rated},\ \{(V_\text{ref,AC}-V_\text{nom})-2\Delta V_\text{eff}\}/I_\text{rated})]$ 내에서 선정
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8. **Worst-case 전류 불균형 확인:** $\Delta I_\text{max} = 2\Delta V_\text{eff}/R_d$
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(XXX 표: 설계 파라미터 결정 절차 요약 — 입력, 계산식, 권장 선정 기준)
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## 4.6 본 연구 시스템에의 적용
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4.5절의 설계 절차를 본 연구의 실험 시스템에 적용한 결과를 제시한다. 실험 시스템의 주요 사양은 다음과 같다.
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### 4.6.1 실험 시스템 구성
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본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 시스템을 모사한 실험 플랫폼을 구축하였다. DC 전원·부하 시뮬레이터와 380 VAC 전원·부하 시뮬레이터를 양 단에 배치하고, 공유 DC 버스를 중심으로 양방향 3레벨 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 인버터를 연동하여 구성하였다.
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(XXX 그림: 실험 플랫폼 전체 구성도)
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### 4.6.2 3레벨 NPC DC-DC 컨버터
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DC-DC 컨버터는 3레벨 NPC(Neutral Point Clamped) Half-bridge 토폴로지를 기반으로 한 양방향 컨버터이다. 3레벨 NPC 토폴로지는 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 DC 버스 전압의 절반으로 줄이고, 2레벨 컨버터 대비 낮은 전압 리플과 전류 고조파를 달성한다 [2]. 또한 위상 레그의 인터리빙 특성으로 인해 DC 버스 측 전압 리플 기본 주파수는 $2f_\text{sw} = 20\,\text{kHz}$가 되며, 이는 4.2.2절 $\Delta V_\text{eff}$ 계산에 반영된다.
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(XXX 그림: 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 회로도)
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**표 4.1.** DC-DC 컨버터 주요 사양
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| 항목 | 값 |
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|------|----|
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| 토폴로지 | NPC Half-bridge |
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| 정격 전력 | 4 kW |
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| 저압단 전압 | 500 VDC |
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| DC 버스 전압 ($V_\text{nom}$) | 640 VDC |
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| 스위칭 주파수 ($f_\text{sw}$) | 10 kHz |
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| 인덕터 | 1 mH (전류 리플 및 동특성 요건 기반 선정) |
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| 스위칭 소자 | Infineon BSM100GB60DLC (600 V Si IGBT) |
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| 운전 방향 | 양방향 (Buck / Boost) |
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### 4.6.3 T-type 3레벨 DC-AC 인버터
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DC-AC 인버터는 T-type 3레벨 NPC 토폴로지를 기반으로 한다. T-type NPC는 클램핑 다이오드 없이 각 레그의 중성점을 양방향 스위치로 DC 버스 중성점에 직접 연결하는 구조로, 부품 수를 줄이고 중간 스위칭 주파수 영역(6~30 kHz)에서 다이오드 클램핑 NPC 대비 낮은 손실을 나타낸다 [3].
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(XXX 그림: T-type 3레벨 DC-AC 인버터 회로도)
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**표 4.2.** DC-AC 인버터 주요 사양
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| 항목 | 값 |
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|------|----|
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| 토폴로지 | T-type 3레벨 NPC |
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| 정격 전력 | 4 kW |
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| AC 입력 전압 | 380 VAC (Line-to-Line, RMS) |
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| AC 주파수 | 60 Hz |
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| DC 버스 전압 ($V_\text{nom}$) | 640 VDC |
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| 스위칭 주파수 ($f_\text{sw}$) | 10 kHz |
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| 필터 인덕터 | 4 mH |
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| 필터 커패시터 | 6.8 μF (Y결선, 전압 THD 및 전류 리플 요건 기반 선정) |
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| 스위칭 소자 | Fuji Electric 4MBI400VF-120R-50 (1200 V Si IGBT) |
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| 운전 방향 | 정류기 (Rectifier) 모드 |
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### 4.6.4 설계 파라미터 적용 결과
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4.5절의 절차를 본 실험 시스템에 적용하여 결정된 설계 파라미터를 표 4.3에 정리한다. 입력 값으로 $V_\text{nom} = 640\,\text{V}$, $\Delta V_\text{allow} = 0.1 \times V_\text{nom} = 64\,\text{V}$ (KRS ±10%), $I_\text{rated} = 7\,\text{A}$, $f_\text{sw} = 10\,\text{kHz}$, $f_c = 2\,\text{kHz}$를 사용하였다. 3레벨 NPC 토폴로지 적용으로 $f_\text{ripple} = 2f_\text{sw} = 20\,\text{kHz}$이다.
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**표 4.3.** 설계 파라미터 결정 결과
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| 파라미터 | 계산식 | 결과값 | 조건 만족 여부 |
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|---------|--------|--------|--------------|
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| $\Delta V_\text{eff}$ | $\Delta V_\text{ripple,max}(64\,\text{V})/\sqrt{1+(20\,\text{k}/2\,\text{k})^4}$ | $0.64\,\text{V}$ | $\Delta V_\text{allow}(64\,\text{V}) \gg \Delta V_\text{eff}$ ✓ |
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| $V_\text{ref,AC}$ | 실험 환경 가용 범위 내 선정 | $660\,\text{V}$ | $> V_\text{nom} + 2\Delta V_\text{eff} = 641.28\,\text{V}$ ✓ |
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| $V_H$ | $(V_\text{nom} + V_\text{ref,AC})/2$ | $650\,\text{V}$ | $640.64\,\text{V} < 650\,\text{V} < 659.36\,\text{V}$ ✓ |
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| $R_d$ (DC-DC) | $(R_{d,\min}+R_{d,\max})/2 = (0.18+2.67)/2 = 1.425 \approx 1.43\,\Omega$ | $1.43\,\Omega$ | 허용 범위 $[0.18,\ 2.67]\,\Omega$ 중간값 ✓ |
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| $\Delta V_\text{droop}$ | $R_d \times I_\text{rated}$ (DC-DC 검증) | $10\,\text{V}$ | $1.28\,\text{V} \leq 10\,\text{V} \leq 18.72\,\text{V}$ ✓ |
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| $V_L$ | $V_\text{nom} - (\Delta V_\text{allow} + \Delta V_\text{eff})/2$ | $607.68\,\text{V}$ | $576\,\text{V} \leq 607.68\,\text{V} < 639.36\,\text{V}$ ✓ |
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| $\Delta I_\text{max}$ | $2\Delta V_\text{eff}/R_d$ | $\approx 0.90\,\text{A}$ | $I_\text{rated}(7\,\text{A})$ 대비 12.8% ✓ |
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모든 조건이 만족됨을 확인하였으며, 설계 파라미터의 타당성은 5장 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
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## 4.7 소결
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본 장에서는 2장의 통신 독립형 모듈식 구조를 실제로 구현하기 위한 설계 파라미터($V_H$, $V_L$, $R_d$)의 결정 절차와 가이드라인을 제시하였다. 이 절차는 시스템 공칭 전압, 허용 전압 편차, 측정 오차, 정격 전류를 입력으로 받아 히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 허용 범위를 결정론적으로 도출한다.
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제시된 가이드라인은 특정 인증 기준(KRS, IEC 등)이나 특정 전압 레벨에 종속되지 않으며, 동일한 설계 철학을 가진 모든 DC 마이크로그리드 시스템에 적용 가능하다. 4.6절에서는 이 가이드라인을 본 연구의 실험 시스템에 적용한 결과를 제시하였으며, 설계 파라미터의 타당성은 5장의 시뮬레이션 및 실험을 통해 검증한다.
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## 4.6 소결
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# 5. 시뮬레이션 및 실험 검증
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