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Thesis/Master_thesis/DEC_3_2.md

@@ -0,0 +1,26 @@
+# 3.2 3레벨 컨버터의 개요 및 특징
+
+## 토폴로지 확정
+
+| 컨버터 | 토폴로지 |
+|--------|----------|
+| DC-DC 3L Buck-Boost | NPC형 (Half-bridge NPC 구조) |
+| DC-AC 3L Inverter | T-type |
+
+---
+
+## 논문 서술 초안
+
+전력변환 시스템에서 출력 전압의 품질과 소자의 전압 스트레스는 컨버터 토폴로지 선택에 있어 핵심적인 고려 요소이다. 전통적인 2레벨 컨버터는 회로 구성이 단순하고 제어가 용이한 반면, 스위칭 소자가 DC 링크 전압 전체(Vdc)를 차단하여야 하므로 소자에 가해지는 전압 스트레스가 크고, 출력 전압이 +Vdc와 -Vdc 두 가지 레벨만을 가지기 때문에 고조파 성분이 상대적으로 많다. 이를 보완하기 위해 제안된 다레벨(multilevel) 컨버터는 출력 전압을 세 개 이상의 레벨로 합성함으로써 파형 품질을 향상시키고 소자의 전압 스트레스를 분담하는 방식이다.
+
+3레벨 컨버터는 다레벨 컨버터 중 가장 널리 산업에 적용된 형태로, 출력 전압이 +Vdc/2, 0, −Vdc/2의 세 레벨로 구성된다. 이로 인해 각 스위칭 소자가 부담하는 최대 전압이 Vdc/2로 감소하며, 스위칭 시 발생하는 전압 변화율(dv/dt) 또한 낮아진다. 출력 전압 파형이 2레벨에 비해 계단 형태에 가까워지므로, 동일한 스위칭 주파수 조건에서 출력 전류의 고조파 왜곡(THD)이 감소하고 필터 인덕턴스 설계 요구 조건이 완화된다.
+
+이러한 3레벨 컨버터의 특성은 선박 전기추진 시스템 환경에서 특히 중요한 의미를 가진다. 선박의 전력계통은 육상 계통과 달리 독립된 아일랜드(island) 계통으로 운용되므로, 고조파 왜곡의 영향이 계통 전체에 직접적으로 나타난다. 발전기, 추진 모터, 배터리 등 주요 기기가 동일한 모선(bus)에 연결되어 있어, 고조파 전류가 기기의 과열 및 수명 단축을 초래할 수 있으며 항법·통신 장비에 대한 전자기 간섭(EMI) 문제로도 이어질 수 있다. 또한 선박은 중량과 공간에 대한 제약이 크기 때문에, 출력 파형 품질 향상을 통해 필터 인덕터 및 커패시터의 크기를 줄일 수 있다는 점도 실질적인 이점이다. 스위칭 시 발생하는 dv/dt의 저감은 모터 권선의 절연 스트레스를 낮추어 추진 모터의 신뢰성과 수명 측면에서도 유리하게 작용한다. 이와 같이 전력 품질, 기기 보호, 중량 절감의 측면에서 3레벨 컨버터는 선박 전기추진 시스템에 적합한 토폴로지이다.
+
+본 연구에서는 DC-DC 컨버터에 NPC(Neutral Point Clamped)형 하프 브리지 구조를, DC-AC 인버터에 T-type 구조를 각각 적용하였다. NPC형은 클램핑 다이오드를 통해 중간 전위를 생성하는 방식으로, 스위칭 소자의 전압 스트레스를 효과적으로 분담하며 높은 신뢰성을 갖는다. T-type은 외측의 2레벨 스위치와 중립점에 연결된 양방향 스위치로 구성되며, 중간 출력 레벨(0)을 생성할 때 양방향 스위치가 도통하는 구조이다. T-type은 NPC 대비 클램핑 다이오드가 불필요하고 회로 구성이 간결하며, 중고속 스위칭 영역에서 도통 손실 측면의 이점이 있어 본 시스템의 DC-AC 인버터에 적합하다.
+
+---
+
+## 미결 항목
+
+없음 — 확정 완료

Thesis/Master_thesis/DEC_3_3.md

@@ -0,0 +1,83 @@
+# 3.3 3레벨 DC-DC Buck-Boost 컨버터
+
+## 사양 확정
+
+| 항목 | 값 |
+|------|----|
+| 토폴로지 | NPC Half-bridge |
+| 정격 전력 | 4kW |
+| 저압단 전압 | 500VDC (충전 시 550VDC) |
+| DC Link 전압 | 640VDC |
+| 스위칭 주파수 | 10kHz |
+| 인덕터 | [미결] |
+| 소자 | Infineon BSM100GB60DLC (600V Si IGBT) |
+| 운전 방향 | 양방향 (Buck / Boost) |
+
+## 설계 파라미터 계산
+
+| 항목 | 계산 | 값 |
+|------|------|----|
+| Duty ratio (Buck, 500V) | D = 500/640 | 0.781 |
+| Duty ratio (Buck, 충전 550V) | D = 550/640 | 0.859 |
+| 정격전류 (저압단) | P/V = 4000/500 | 8A |
+| 전류 리플 ΔiL | [인덕터 확정 후 계산] | [미결] |
+| 소자 최대 전압 부담 | Vdc/2 | 320V |
+
+---
+
+## 논문 서술 초안
+
+### 회로 구성
+
+본 연구에서 사용된 3레벨 DC-DC 컨버터는 NPC(Neutral Point Clamped) 하프 브리지 구조로 구성된다. 회로는 직렬 연결된 4개의 IGBT 스위치(S1~S4)와 2개의 클램핑 다이오드(Dc1, Dc2), 중립점(Neutral Point, N)을 형성하는 분할 커패시터(C1, C2), 그리고 출력측 인덕터(L) 및 커패시터(Co)로 이루어진다. DC 링크 전압 640V는 C1과 C2에 의해 균등하게 분담되어 각 커패시터는 320V의 전압을 유지하며, 클램핑 다이오드 Dc1은 S1·S2 접합점과 중립점 N 사이에, Dc2는 중립점 N과 S3·S4 접합점 사이에 각각 연결된다. 스위칭 노드(Ph)에서 바라본 출력 전압은 640V, 320V, 0V의 세 가지 레벨을 가지며, 각 소자의 최대 전압 부담은 320V로 제한된다.
+
+### 동작 원리
+
+스위칭 노드 Ph의 전위는 스위치 도통 조합에 따라 아래의 세 가지 상태를 가진다.
+
+- **상태 1 (Ph = 640V):** S1, S2 도통. DC Link 전위가 스위칭 노드와 직결되며 인덕터 전류가 상승한다.
+- **상태 2 (Ph = 320V):** S2, S3 도통. 스위칭 노드가 클램핑 다이오드를 통해 중립점 N에 구속되며, 인덕터 양단 전압이 320V 기준으로 결정된다.
+- **상태 3 (Ph = 0V):** S3, S4 도통. 스위칭 노드가 저전위에 연결되며 인덕터 전류가 감소한다.
+
+Buck 모드(DC Link → 500V)에서 정격 운전 시 Duty ratio D는 500/640 = 0.781로, 0.5를 초과하므로 Ph는 640V와 320V 두 레벨 사이를 스위칭한다. 이 구간에서 인덕터 상승 전압은 640−500 = 140V, 하강 전압은 500−320 = 180V이며 volt-second 평형이 유지된다. 배터리 충전 시에는 저압단 전압이 550V로 상승하며, 이에 따라 D = 0.859로 증가하고 Buck 동작을 유지한다. Boost 모드(500V → DC Link)에서는 전력 흐름 방향이 역전되며, 동일한 스위칭 상태 조합이 유지된 채 에너지가 저압단에서 DC Link로 전달된다.
+
+3레벨 NPC 구조의 특징으로, 인덕터 전류 리플의 유효 반복 주파수는 스위칭 주파수 Fsw의 2배인 2Fsw에 해당한다. D > 0.5 구간에서의 전류 리플은 다음 식으로 산출된다.
+
+$$\Delta i_L = \frac{(V_{dc} - V_{out})(2D - 1)}{2 \cdot L \cdot F_{sw}}$$
+
+본 시스템의 파라미터(Vdc = 640V, Vout = 500V, D = 0.781, Fsw = 10kHz)를 기준으로, 인덕터 L이 확정되면 ΔiL을 산출하여 기재한다. [미결]
+
+### 인터리빙 동작
+
+본 연구의 DC-DC 컨버터는 동일한 NPC 하프 브리지 레그 2개를 병렬로 구성하고, 두 레그의 반송파(carrier)를 180° 위상 차이로 운전하는 인터리빙(interleaving) 방식을 적용한다. 각 레그는 독립적인 인덕터를 가지며, 두 인덕터 전류의 합이 출력 전류를 구성한다.
+
+단일 레그에서 3레벨 NPC 동작에 의해 인덕터 전류 리플의 유효 주파수는 이미 2Fsw로 증가한 상태이다. 여기에 2레그 인터리빙을 적용하면 두 레그의 리플이 서로 180° 위상 차이로 상쇄되어, 출력 합산 전류의 리플 주파수는 4Fsw로 증가하고 리플 진폭은 추가로 감소한다. 이는 출력 커패시터 설계 요건을 완화하고, 저압단에 연결된 배터리 또는 시뮬레이터에 가해지는 전류 리플 스트레스를 줄이는 효과를 갖는다.
+
+> **그림 3.X.** 인터리빙 유무에 따른 인덕터 전류 및 출력 전류 리플 비교 파형  
+> *(시뮬레이션 또는 실험 파형 삽입)*
+
+**표 3.X.** 인터리빙 적용 전후 비교
+
+| 항목 | 단일 레그 | 2레그 인터리빙 |
+|------|----------|--------------|
+| 각 레그 인덕터 전류 리플 | ΔiL | ΔiL (동일) |
+| 출력 전류 리플 주파수 | 2Fsw | 4Fsw |
+| 출력 전류 리플 진폭 | ΔiL | 감소 (D에 따라 상쇄) |
+| 소자 전류 분담 | 1개 레그 | 2개 레그 균등 분담 |
+| 열 분산 | 집중 | 분산 유리 |
+
+### 주요 설계 파라미터
+
+| 파라미터 | 값 | 비고 |
+|----------|----|------|
+| 인덕터 L | [미결] | 증가 검토 중 |
+| 정격 Duty ratio | 0.781 | Vout=500V 기준 |
+| 소자 전압 스트레스 | 320V | Vdc/2 |
+| 전류 리플 ΔiL (단상) | [미결] | L 확정 후 계산 |
+| 출력 전류 리플 ΔiL (인터리빙) | [미결] | 단상 대비 감소 |
+
+---
+
+## 미결 항목
+
+- [ ] 인덕터 L 확정 (현재 증가 방향으로 검토 중) → 확정 후 전류 리플 ΔiL 수치 대입

Thesis/Master_thesis/DEC_3_4.md

@@ -0,0 +1,69 @@
+# 3.4 3레벨 DC-AC 인버터
+
+## 사양 확정
+
+| 항목 | 값 |
+|------|----|
+| 토폴로지 | T-type 3-level |
+| 정격 전력 | 4kW |
+| AC 출력 전압 | 380VAC (Line-to-Line, RMS) |
+| AC 주파수 | 60Hz |
+| DC Link 전압 | 640VDC |
+| 스위칭 주파수 | 10kHz |
+| 필터 인덕터 | 4mH |
+| 필터 커패시터 | 6.8μF (Y결선) |
+| 소자 | Fuji Electric 4MBI400VF-120R-50 (1200V Si IGBT) |
+| 운전 방향 | 양방향 (Inverter / Rectifier) |
+
+## 설계 파라미터 계산
+
+| 항목 | 계산 | 값 |
+|------|------|----|
+| 상전압 피크 | (380/√3)×√2 | 310.3V |
+| 변조지수 ma | 310.3 / (640/2) | 0.970 |
+| LC 필터 공진주파수 | 1/(2π√(4m×6.8μ)) | ≈ 965Hz |
+| 소자 최대 전압 부담 | Vdc/2 | 320V |
+
+---
+
+## 논문 서술 초안
+
+### 회로 구성
+
+본 연구에서 사용된 3레벨 DC-AC 인버터는 T-type 구조로 구성된다. T-type 3레벨 인버터는 각 상(phase)마다 2개의 외측 스위치(S1, S4)와 양방향 스위치를 구성하는 2개의 내측 스위치(S2, S3)로 이루어지며, 외측 스위치는 DC Link 전압 전체를 차단할 수 있는 소자를, 내측 스위치는 DC Link 전압의 절반(Vdc/2)만을 차단하는 소자를 사용한다. 본 시스템에서는 DC Link 전압이 640V이므로 외측 소자의 전압 부담은 640V, 내측 소자는 320V로 분담된다. 3상 구성에서 각 상의 출력은 LC 필터를 통해 AC 부하 또는 계통 시뮬레이터와 연결되며, 필터 인덕터 4mH와 Y결선 커패시터 6.8μF가 적용된다.
+
+### 동작 원리
+
+T-type 인버터의 각 상 스위칭 노드 전위는 세 가지 레벨(+Vdc/2, 0, −Vdc/2), 즉 +320V, 0V, −320V를 가진다. 스위치 도통 조합에 따른 출력 레벨은 다음과 같다.
+
+- **상태 P (+320V):** S1 도통. 스위칭 노드가 DC Link 양극(+320V)에 연결된다.
+- **상태 O (0V):** S2, S3 도통. 양방향 스위치를 통해 스위칭 노드가 중립점(N)에 연결된다.
+- **상태 N (−320V):** S4 도통. 스위칭 노드가 DC Link 음극(−320V)에 연결된다.
+
+Inverter 모드(DC → AC)에서는 공간벡터 PWM(SVPWM, Space Vector Pulse Width Modulation)을 통해 세 가지 레벨을 조합하여 출력 전압 파형을 합성한다. 정격 출력 380VAC(L-L, RMS)에 대하여 상전압 피크는 (380/√3)×√2 ≈ 310.3V이며, 변조지수 ma는 다음과 같이 산출된다.
+
+$$m_a = \frac{\hat{V}_{phase}}{V_{dc}/2} = \frac{310.3}{320} = 0.970$$
+
+ma = 0.970은 선형 변조 영역(SPWM 기준 ma ≤ 1) 내에 있으며, 직류단 전압 640V가 380VAC 출력에 적합하게 설정되었음을 확인할 수 있다. Rectifier 모드(AC → DC)에서는 전력 흐름이 역전되어 AC측 계통 시뮬레이터로부터 에너지를 흡수하고 DC Link를 충전하며, 이때 동일한 스위칭 패턴이 전류 방향만 역전된 형태로 유지된다.
+
+### 주요 설계 파라미터
+
+출력 LC 필터는 스위칭 주파수 성분을 감쇠하고 정현파에 가까운 AC 전압·전류 파형을 출력하기 위해 적용된다. 필터의 공진주파수 fc는 다음 식으로 결정된다.
+
+$$f_c = \frac{1}{2\pi\sqrt{LC}} = \frac{1}{2\pi\sqrt{4 \times 10^{-3} \times 6.8 \times 10^{-6}}} \approx 965 \text{ Hz}$$
+
+공진주파수 965Hz는 기본 주파수(60Hz)와 스위칭 주파수(10kHz)의 중간에 위치하여, 기본파 성분을 통과시키면서 스위칭 고조파를 효과적으로 감쇠하는 필터 특성을 갖는다.
+
+| 파라미터 | 값 | 비고 |
+|----------|----|------|
+| 필터 인덕터 L | 4mH | 실장 값 |
+| 필터 커패시터 C | 6.8μF | Y결선 실장 값 |
+| 필터 공진주파수 fc | 965Hz | 60Hz ~ 10kHz 사이 |
+| 변조지수 ma | 0.970 | 선형 변조 영역 내 |
+| 소자 전압 스트레스 | 320V (내측), 640V (외측) | T-type 특성 |
+
+---
+
+## 미결 항목
+
+없음 — 확정 완료

Thesis/Master_thesis/DEC_4_1.md

@@ -0,0 +1,34 @@
+# 4.1 DC-DC 컨버터 제어
+
+---
+
+## 제어 구조 확정
+
+| 항목 | 내용 |
+|------|------|
+| 제어 방식 | 전압-전류 이중 루프 PI 제어 (Dual-loop PI) |
+| 외부 루프 | 전압 제어 (저압단 전압 또는 DC Link 전압) |
+| 내부 루프 | 인덕터 전류 제어 |
+| 양방향 전환 | 전류 기준값 부호 전환으로 Buck/Boost 모드 전환 |
+
+---
+
+## 논문 서술 초안
+
+### 전압-전류 이중 루프 제어 구조
+
+본 연구의 3레벨 DC-DC 컨버터는 전압 외부 루프와 전류 내부 루프로 구성된 이중 루프 PI 제어 방식을 적용한다. 이중 루프 구조는 외부 루프에서 전압 오차를 처리하여 전류 기준값을 생성하고, 내부 루프에서 인덕터 전류를 기준값으로 추종하게 함으로써 전압 제어 응답성과 전류 제한 기능을 동시에 확보하는 구조이다. 내부 전류 루프의 대역폭은 외부 전압 루프보다 충분히 높게 설계하여 전압 루프의 안정적인 동작을 보장한다.
+
+제어 블록 구성은 다음과 같다. 먼저 저압단(500VDC) 전압 기준값(Vref)과 측정값(Vmeas)의 오차가 전압 PI 제어기에 입력되어 인덕터 전류 기준값(iL_ref)을 생성한다. 이 전류 기준값은 과전류 보호를 위한 리미터를 통과한 후, 전류 PI 제어기에서 실제 인덕터 전류(iL_meas)와 비교되어 듀티비(D) 신호를 생성한다. 생성된 듀티비 신호는 3레벨 PWM 변조기를 통해 4개의 스위치(S1~S4)에 대한 게이트 신호로 변환된다.
+
+### 양방향 운전 모드 전환
+
+양방향 운전은 별도의 토폴로지 변경 없이 전류 기준값의 부호 전환만으로 구현된다. Buck 모드(DC Link → 저압단 충전)에서는 전압 PI 출력이 양(+)의 전류 기준값을 생성하여 인덕터 전류가 DC Link에서 저압단 방향으로 흐르며, Boost 모드(저압단 방전 → DC Link)에서는 외부 명령 또는 DC Link 전압 편차에 의해 전류 기준값이 음(−)으로 설정되어 전력 흐름 방향이 역전된다. 모드 전환 시 전류 기준값이 0을 통과하므로 인덕터 전류의 연속성이 유지되며, 과도적인 전압·전류 스파이크 없이 부드러운 전환이 이루어진다.
+
+각 운전 모드에 대응하는 제어 목표는 다음과 같다. Buck 모드에서는 저압단 전압을 500VDC(또는 충전 목표 전압 550VDC)로 유지하는 것이 제어 목표이며, Boost 모드에서는 DC Link 전압 또는 방전 전력을 기준으로 제어가 이루어진다.
+
+---
+
+## 미결 항목
+
+없음 — 확정 완료

Thesis/Master_thesis/DEC_4_2.md

@@ -0,0 +1,51 @@
+# 4.2 DC-AC 인버터 제어
+
+---
+
+## 제어 구조 확정
+
+| 항목 | 내용 |
+|------|------|
+| 변조 방식 | SVPWM (Space Vector PWM) |
+| 제어 방식 | dq 동기좌표계 기반 전류 제어 |
+| 좌표 변환 | abc → αβ (Clarke) → dq (Park) |
+| 전압 합성 | dq → αβ (역Park) → SVPWM |
+| 양방향 전환 | d축 전류 기준 부호 전환으로 Inverter/Rectifier 전환 |
+
+---
+
+## 논문 서술 초안
+
+### dq 동기좌표계 전류 제어
+
+본 연구의 3레벨 T-type DC-AC 인버터는 dq 동기좌표계(Synchronous Reference Frame, SRF) 기반의 전류 제어와 SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation) 변조 방식을 적용한다. dq 동기좌표계 제어는 3상 교류 물리량을 회전 좌표계로 변환하여 직류량으로 처리함으로써, PI 제어기를 이용한 정상상태 무차 제어(steady-state zero error)와 d축·q축 전류의 독립적 제어를 가능하게 한다. d축 전류는 유효전력(능동 전력)에, q축 전류는 무효전력에 대응하므로, 두 축의 전류를 독립적으로 제어함으로써 유효전력과 무효전력을 분리 제어할 수 있다.
+
+제어 구조는 다음과 같이 구성된다. 측정된 3상 전류를 Clarke 변환(abc → αβ)을 거쳐 정지 좌표계 성분으로, 이어서 Park 변환(αβ → dq)을 통해 회전 좌표계 성분(Id, Iq)으로 변환한다. 전류 기준값(Id_ref, Iq_ref)과 실측값의 오차가 각각의 PI 제어기에 입력되어 전압 지령(Vd_ref, Vq_ref)을 생성하며, 역Park 변환 및 SVPWM 변조기를 통해 최종적으로 각 상의 게이트 신호가 생성된다.
+
+### SVPWM 변조
+
+PWM 변조 방식에는 크게 정현파 PWM(SPWM, Sinusoidal PWM)과 공간벡터 PWM(SVPWM, Space Vector PWM)이 있다. SPWM은 정현파 기준 신호와 삼각파 반송파를 비교하여 각 상의 스위칭 신호를 독립적으로 생성하는 방식으로, 구현이 간단하고 제어가 직관적이다. 반면 SVPWM은 3상 전압 벡터를 하나의 공간 벡터로 표현하고, 출력 전압 벡터 공간을 섹터로 분할하여 인접한 전압 벡터들의 시간 평균으로 목표 벡터를 합성하는 방식이다. SVPWM은 SPWM 대비 DC 링크 전압 활용률이 약 15.5% 높고, 동일 스위칭 주파수에서 출력 전압 고조파 성분이 적으며, 영벡터 배분의 자유도를 이용하여 중립점(Neutral Point) 전압 불균형 보정에도 활용할 수 있다는 장점이 있다. 본 연구에서는 DC 링크 전압 활용률과 출력 파형 품질을 고려하여 SVPWM을 변조 방식으로 채택하였다.
+
+> **그림 4.X.** SPWM과 SVPWM의 전압 벡터 공간 및 스위칭 패턴 비교  
+> *(그림 삽입: 좌 — SPWM 반송파 비교 방식, 우 — SVPWM 전압 벡터 공간)*
+
+**표 4.X.** SPWM과 SVPWM 비교
+
+| 항목 | SPWM | SVPWM |
+|------|------|-------|
+| 변조 방식 | 정현파 기준 신호 vs 삼각파 반송파 | 전압 벡터 공간 분할 및 시간 평균 합성 |
+| DC 링크 전압 활용률 | 1.0 (100%) | 약 1.155 (약 15.5% 높음) |
+| 구현 복잡도 | 낮음 | 상대적으로 높음 |
+| 고조파 특성 | 상대적으로 많음 | 상대적으로 적음 |
+| 중립점 전압 불균형 보정 | 제한적 | 영벡터 배분으로 보정 가능 |
+| 본 연구 채택 | — | ✓ |
+
+### 양방향 운전 모드 전환
+
+Inverter 모드(DC → AC)와 Rectifier 모드(AC → DC) 간의 전환은 d축 전류 기준값(Id_ref)의 부호 전환으로 구현된다. Inverter 모드에서는 Id_ref가 양(+)으로 설정되어 DC 링크로부터 AC 측으로 유효전력이 공급되며, Rectifier 모드에서는 Id_ref가 음(−)으로 설정되어 AC 측에서 DC 링크 방향으로 전력이 흡수된다. q축 전류 기준값(Iq_ref)은 단위역률 운전을 기준으로 0으로 설정하며, 필요에 따라 무효전력 보상을 위해 조정될 수 있다.
+
+---
+
+## 미결 항목
+
+없음 — 확정 완료