docs: create Thesis/Master_260531/Latex__

Thesis/Master_260531/Latex__.md

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+dateCreated: 2026-05-31T11:17:09.101Z
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+
+# Voltage Sag Type Classification and Effect on DQ-axis PI Current Controller
+
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+
+## 1. Voltage Sag Type Definition
+
+Voltage Sag is classified into three types based on the symmetry of the three-phase voltage vectors [1].  
+Let $\bar{V}_S$ denote the sag voltage and $\bar{V}_N$ the pre-sag (normal) voltage, where $|\bar{V}_S| < |\bar{V}_N|$.
+
+---
+
+### 1.1 Type I
+
+A Type I sag is characterised by a reduction in magnitude of one phase while the remaining two phases retain normal symmetry:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_S$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_S - \frac{1}{2}j\bar{V}_N\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_S + \frac{1}{2}j\bar{V}_N\sqrt{3}$$
+
+---
+
+### 1.2 Type II
+
+A Type II sag occurs when one phase retains the normal voltage while the other two phases are reduced:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_N$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_N - \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_N + \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+---
+
+### 1.3 Type III
+
+A Type III sag is a balanced three-phase sag in which all three phases reduce symmetrically:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_S$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_S - \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_S + \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+---
+
+## 2. Symmetrical Component Decomposition
+
+Any unbalanced three-phase voltage can be decomposed into positive-sequence ($V^+$), negative-sequence ($V^-$), and zero-sequence ($V^0$) components using Fortescue's theorem:
+
+$$\begin{bmatrix} V^0 \\ V^+ \\ V^- \end{bmatrix} = \frac{1}{3} \begin{bmatrix} 1 & 1 & 1 \\ 1 & a & a^2 \\ 1 & a^2 & a \end{bmatrix} \begin{bmatrix} \bar{U}_a \\ \bar{U}_b \\ \bar{U}_c \end{bmatrix}, \quad a = e^{j\frac{2\pi}{3}}$$
+
+---
+
+### 2.1 Type I — Sequence Components
+
+Substituting Type I voltages:
+
+$$V^+ = \frac{\bar{V}_S + \bar{V}_N}{2}$$
+
+$$V^- = \frac{\bar{V}_S - \bar{V}_N}{2}$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+Hence, Type I contains both positive- and negative-sequence components, with magnitudes:
+
+$$|V^+| = \frac{V_S + V_N}{2}, \qquad |V^-| = \frac{|V_N - V_S|}{2}$$
+
+---
+
+### 2.2 Type II — Sequence Components
+
+Substituting Type II voltages:
+
+$$V^+ = \frac{\bar{V}_N + \bar{V}_S}{2}$$
+
+$$V^- = \frac{\bar{V}_N - \bar{V}_S}{2}$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+The negative-sequence magnitude in Type II:
+
+$$|V^-|_{\text{II}} = \frac{V_N - V_S}{2}$$
+
+> Note: $|V^-|_{\text{II}} = |V^-|_{\text{I}}$; however, the phase relationship differs, resulting in different vector diagrams.
+
+---
+
+### 2.3 Type III — Sequence Components
+
+Substituting Type III (balanced) voltages:
+
+$$V^+ = \bar{V}_S$$
+
+$$V^- = 0$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+Type III contains **only a positive-sequence component**. No negative-sequence component is present.
+
+---
+
+## 3. Effect on DQ-axis PI Current Controller
+
+In the synchronous reference frame (SRF), the three-phase voltages are transformed via the Park transformation at angular frequency $\omega$:
+
+$$\begin{bmatrix} v_d \\ v_q \end{bmatrix} = T(\omega t) \begin{bmatrix} v_\alpha \\ v_\beta \end{bmatrix}, \qquad T(\theta) = \begin{bmatrix} \cos\theta & \sin\theta \\ -\sin\theta & \cos\theta \end{bmatrix}$$
+
+The positive-sequence component rotates at $+\omega$ and maps to **DC values** in the SRF.  
+The negative-sequence component rotates at $-\omega$ and therefore appears as an **AC ripple at $2\omega$** in the SRF:
+
+$$v_d = V^+_d + V^-\cos(2\omega t + \phi^-), \qquad v_q = V^+_q - V^-\sin(2\omega t + \phi^-)$$
+
+---
+
+### 3.1 Type III — No Ripple
+
+Since $V^- = 0$:
+
+$$v_d = V_S, \qquad v_q = 0$$
+
+Only DC components appear in the dq-frame. The PI controller tracks the reference without steady-state error.
+
+---
+
+### 3.2 Type I — $2\omega$ Ripple
+
+With $|V^-| = \frac{V_N - V_S}{2}$:
+
+$$v_d = \frac{V_S + V_N}{2} + \frac{V_N - V_S}{2}\cos(2\omega t)$$
+
+$$v_q = -\frac{V_N - V_S}{2}\sin(2\omega t)$$
+
+The $2\omega$ (120 Hz) AC ripple in $v_d$ and $v_q$ **cannot be suppressed by a standard PI controller**, which is designed for DC reference tracking.  
+This leads to:
+- Steady-state current tracking error
+- Power factor degradation
+- Increased reactive power demand
+
+---
+
+### 3.3 Type II — $2\omega$ Ripple (Same Magnitude, Different Phase)
+
+With $|V^-| = \frac{V_N - V_S}{2}$:
+
+$$v_d = \frac{V_N + V_S}{2} + \frac{V_N - V_S}{2}\cos(2\omega t + \Delta\phi)$$
+
+$$v_q = -\frac{V_N - V_S}{2}\sin(2\omega t + \Delta\phi)$$
+
+The ripple magnitude is identical to Type I, but the phase offset $\Delta\phi$ differs due to the different vector configuration. The PI controller exhibits the same inability to track the $2\omega$ disturbance.
+
+---
+
+## 4. Summary
+
+| Sag Type | Negative Sequence | $2\omega$ Ripple | PI Tracking |
+|:---:|:---:|:---:|:---:|
+| Type III | None | None | Possible |
+| Type I | $\frac{V_N - V_S}{2}$ | Present | Impaired |
+| Type II | $\frac{V_N - V_S}{2}$ | Present | Impaired |
+
+In a weak grid environment such as a ship or small harbor power system, the occurrence of Type I or Type II voltage sags introduces negative-sequence components that induce $2\omega$ oscillations in the synchronous reference frame. Since a conventional PI controller cannot reject these oscillations, current control performance degrades, leading to reactive power increase, cascading voltage instability, and potential overcurrent protection trips.
+
+---
+
+## References
+
+[1] M. H. J. Bollen, *Understanding Power Quality Problems: Voltage Sags and Interruptions*. IEEE Press, 2000.

Thesis/Master_Thesis260518/Paper1.md

@@ -2,7 +2,7 @@
 title: Paper1_260518
 description: 
 published: true
-date: 2026-05-18T01:54:04.683Z
+date: 2026-05-19T06:07:24.196Z
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 editor: markdown
 dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
@@ -18,6 +18,11 @@ dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
 - 4장 설계 가이드라인이 논문의 다른 부분과 작성 시점이 달라 오류 있음. 수정 필요, 실제로 실험 하는 수치와 맞도록 내용 수정필요. 변수명 통일 필요.
 - 실험 환경에 대한 내용
 
+### Todo
+- 6월 1일 일정 조율, 교실 하나 빌려서 줌, 카메라 할 수 있도록 준비
+- 이번주까지 실험 내용이 채워져야 큰 틀에서 다시 검토하고 할 수 있는 조건이..
+- 전기추진선박 배전의 기본구조는 채우고 ( 인버터(추진,조타), 태양광등 )
+
 
 
 # 1 서론
@@ -28,7 +33,8 @@ dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
 
 현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 유연성을 저해하며, 제조사별 독점적 통신 프로토콜 및 폐쇄적 인터페이스 규격으로 인해 단일 선박에 복수 제조사의 제품을 혼용하기 어렵다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
 
-그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 버스의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 모듈간 인터페이스 신뢰성을 저하시켜 모듈 간 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이러한 교란의 주요 원인은 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 버스 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래한다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 버스의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 모듈간 인터페이스 신뢰성을 저하시켜 모듈 간 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이러한 교란의 주요 원인은 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 
+선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 버스 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래한다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
 
 본 연구는 DC 버스 전압을 유일한 모듈 간 인터페이스로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 선박 약계통 조건(V-THD, 전압 불평형, 단상·2상 Voltage Sag)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다. 제안하는 구조의 동작 특성과 제어 성능은 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
 
@@ -46,7 +52,7 @@ dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
 
 본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
 
-이 구조에서 DC 버스 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 버스 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+이 구조에서 DC 버스 전압은 모듈간의 인터페이스 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 버스 전압을 인터페이스로 사용하는 것은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
 
 ## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
 
@@ -105,7 +111,7 @@ DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유
 
 ## 2.6 소결
 
-본 장에서는 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 이 UPS 시스템에서 확립한 DC 버스 단일 공유 원리[1]를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 히스테리시스 기반 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담을 결합하여 구현된다. 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+본 장에서는 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
 
 단, DC 버스 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
 
@@ -226,215 +232,32 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
 # 4. 설계 가이드라인
 ## 4.1 개요
 
-2장에서 제안한 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조는 히스테리시스 임계값($V_H$, $V_L$)과 드룹 계수($R_d$)라는 두 종류의 설계 파라미터에 의해 동작 특성이 결정된다. 이 파라미터들은 서로 독립적으로 결정되지 않으며, DC 버스 전압 허용 범위, 측정 오차, 정격 전류 등의 물리적 제약 조건으로부터 결정론적으로 도출될 수 있다.
-
-본 장에서는 이 두 파라미터를 체계적으로 결정하기 위한 설계 절차와 가이드라인을 제시한다. 구체적인 수치 설계는 시스템의 공칭 DC 버스 전압($V_\text{nom}$), 허용 전압 편차($\Delta V_\text{allow}$), 정격 전류($I_\text{rated}$), 측정 오차($\Delta V_\text{eff}$)를 입력으로 하며, 이로부터 각 파라미터의 허용 범위와 권장 선정 기준이 도출된다.
-
----
 
 ## 4.2 설계 기준
 
 ### 4.2.1 허용 전압 편차
 
-히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 설계 범위는 공통적으로 DC 버스 전압의 허용 편차 $\Delta V_\text{allow}$에 의해 상한이 결정된다. 이 허용 편차는 시스템이 적용되는 인증 기준 또는 운용 요건에 따라 결정된다. 예를 들어 한국선급(KRS) 선급 및 강선규칙 제6편 표 6.1.2(b)는 직류 배전계통의 정상상태 전압 허용 한계를 공칭 전압 대비 $\pm 10\,\%$로 규정한다 [1].
-
-$$\Delta V_\text{allow} = \alpha \cdot V_\text{nom} \quad (\text{예: } \alpha = 0.1 \text{ for KRS } \pm10\%)$$
-
 ### 4.2.2 유효 측정 오차
 
-히스테리시스 임계값과 드룹 계수는 모두 DC 버스 전압 측정값을 기준으로 동작하므로, 측정 오차가 설계 하한을 결정한다. 지배적 측정 오차 요인은 컨버터 스위칭 동작에서 기인한 전압 리플이다.
-
-2차 저역 통과 필터(Butterworth LPF)를 통과한 후 잔류하는 worst-case 리플 진폭인 유효 전압 오차 $\Delta V_\text{eff}$는 다음과 같이 계산된다.
-
-$$\Delta V_\text{eff} = \frac{\Delta V_\text{ripple,max}}{\sqrt{1+\left(f_\text{ripple}/f_c\right)^4}}$$
-
-여기서 $\Delta V_\text{ripple,max}$는 worst-case 리플 진폭, $f_\text{ripple}$은 DC 버스 전압 리플의 기본 주파수, $f_c$는 LPF 차단 주파수이다. 3레벨 NPC 토폴로지의 경우, 위상 레그별 스위칭의 인터리빙(Interleaving)으로 인해 DC 버스 측 리플 기본 주파수는 스위칭 주파수의 2배가 된다 ($f_\text{ripple} = 2f_\text{sw}$). 이 점은 2레벨 컨버터($f_\text{ripple} = f_\text{sw}$)와의 핵심 차이로, $\Delta V_\text{eff}$ 계산 시 반드시 반영해야 한다.
-
-$\Delta V_\text{allow} > \Delta V_\text{eff}$ 조건이 만족되어야 설계가 유효하다. 이 조건이 성립하지 않는 경우, LPF 차단 주파수를 낮추거나 스위칭 리플 저감 대책을 강구해야 한다.
-
----
-
 ## 4.3 히스테리시스 임계값 설계
 
 ### 4.3.1 설계 원칙
 
-DC-DC 모듈의 히스테리시스 임계값 $V_H$ (Buck 진입 임계)와 $V_L$ (Boost 진입 임계)은 다음 두 조건을 동시에 만족해야 한다.
-
-**조건 1 — 오전환 방지 (Anti-chattering):**
-임계값이 측정 오차 $\Delta V_\text{eff}$ 이상으로 공칭 전압으로부터 이격되어야 한다.
-
-$$V_\text{nom} - V_L > \Delta V_\text{eff}, \quad V_H - V_\text{nom} > \Delta V_\text{eff}$$
-
-**조건 2 — 허용 범위 내 동작:**
-임계값이 DC 버스 전압 허용 범위 이내에 위치해야 한다.
-
-$$V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow} \leq V_L < V_\text{nom} < V_H \leq V_\text{nom} + \Delta V_\text{allow}$$
-
-위 두 조건을 결합하면 임계값의 허용 범위가 결정된다.
-
-$$V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow} \leq V_L < V_\text{nom} - \Delta V_\text{eff}$$
-$$V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff} < V_H \leq V_\text{nom} + \Delta V_\text{allow}$$
-
 ### 4.3.2 $V_L$ 선정 가이드라인
 
-$V_L$을 $V_\text{nom}$에 가깝게 설정할수록 전압 강하 시 신속한 Boost 진입이 가능하지만 채터링 면역이 약해진다. 반대로 멀리 설정할수록 채터링 면역은 향상되지만 과도 상태 전압 강하 허용 폭이 좁아진다.
-
-비대칭적 우선순위 요건이 없는 경우, $V_L$의 허용 범위 $[V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow},\ V_\text{nom} - \Delta V_\text{eff})$의 중간값을 권장 선정값으로 한다.
-
-$$V_L^\text{권장} = V_\text{nom} - \frac{\Delta V_\text{allow} + \Delta V_\text{eff}}{2}$$
-
-이 선정값은 오전환 방지 마진과 Boost 진입 여유를 균등하게 배분한다.
-
 ### 4.3.3 $V_H$ 선정 가이드라인
 
-$V_H$는 두 경계 조건을 동시에 만족해야 한다. 하한은 $V_\text{nom}$ 근방의 측정 오차에 의한 오전환을 방지하고, 상한은 DC-AC 모듈의 고정 전압 기준 $V_\text{ref,AC}$에 의해 형성되는 DC 버스 전압이 $V_H$를 확실히 초과하도록 보장한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 사용하지 않으므로, 정상 운전 중 DC 버스 전압은 $V_\text{ref,AC}$에 유지된다.
-
-$$V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff} < V_H < V_\text{ref,AC} - \Delta V_\text{eff}$$
-
-여기서 $V_\text{ref,AC}$는 DC-AC 모듈의 DC 버스 전압 기준값이다. 허용 범위 $(V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff},\ V_\text{ref,AC} - \Delta V_\text{eff})$의 중간값을 권장 선정값으로 한다.
-
-$$V_H^\text{권장} = \frac{V_\text{nom} + V_\text{ref,AC}}{2}$$
-
-위 범위가 유효하려면 $V_\text{ref,AC} > V_\text{nom} + 2\,\Delta V_\text{eff}$ 조건이 성립해야 한다. 이 조건은 $V_\text{ref,AC}$ 선정 시 확인한다.
-
-**설계 전제 조건:** 위 $V_H$ 설계는 DC-AC 모듈이 정상 운전 중 $V_\text{ref,AC}$를 안정적으로 유지할 수 있음을 전제로 한다. 약계통 조건에서 DC-AC의 전류 제어 성능이 저하될 경우 DC 버스 전압 유지 능력이 제한될 수 있으며, 이에 대한 대응은 3장에서 제안한 변조 계수 기반 전류 제어기를 통해 이루어진다.
-
----
-
 ## 4.4 드룹 계수 설계
 
 ### 4.4.1 설계 원칙
 
-드룹 계수 $R_d$는 전압 유지 성능과 전류 분담 균등성 사이의 트레이드오프를 수반한다.
-
-**하한 조건 — 드룹 신호가 측정 오차를 초과:**
-복수 모듈의 worst-case 측정 오차 차이($2\Delta V_\text{eff}$) 이상이어야, 드룹 신호가 측정 노이즈에 묻히지 않고 전류 분담 기능을 수행할 수 있다.
-
-$$R_d \cdot I_\text{rated} \geq 2 \cdot \Delta V_\text{eff} \quad \Rightarrow \quad R_d \geq \frac{2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}}$$
-
-**상한 조건 1 — 정격 부하 시 드룹 전압 강하가 허용 범위 이내:**
-
-$$R_d \cdot I_\text{rated} \leq \Delta V_\text{allow} \quad \Rightarrow \quad R_d \leq \frac{\Delta V_\text{allow}}{I_\text{rated}}$$
-
-**상한 조건 2 — Buck 재진입 마진 확보:**
-충전(Buck) 모드에서 DC-DC 모듈은 드룹 제어에 의해 개별 전압 기준이 $V_{\text{ref},i} = V_{\text{ref},0} + R_d \cdot |I_{o,i}|$로 상승한다(Buck 시 $I_{o,i} < 0$이므로 $V_{\text{ref},i} > V_{\text{ref},0}$). 정격 전류 운전 시 이 상승분 $R_d \cdot I_\text{rated}$가 $V_\text{ref,AC}$와 $V_\text{nom}$ 사이의 유효 마진 $(V_\text{ref,AC} - V_\text{nom} - 2\Delta V_\text{eff})$을 초과하면, DC-DC 모듈의 개별 전압 기준이 DC-AC의 고정 전압 기준 $V_\text{ref,AC}$를 침범하여 DC-AC의 전압 제어 우위가 약화되고 Buck 모드의 정상 운전 마진이 소멸된다. 따라서 다음 조건이 추가로 적용된다.
-
-$$R_d \cdot I_\text{rated} \leq (V_\text{ref,AC} - V_\text{nom}) - 2\,\Delta V_\text{eff} \quad \Rightarrow \quad R_d \leq \frac{(V_\text{ref,AC} - V_\text{nom}) - 2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}}$$
-
-두 상한 조건 중 결속력이 강한(binding) 조건이 실제 상한으로 작용하며, 드룹 제어는 DC-DC 모듈에만 적용된다. DC-DC 모듈의 드룹 계수 허용 범위는 다음과 같다.
-
-$$\frac{2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}} \leq R_d \leq \min\!\left(\frac{\Delta V_\text{allow}}{I_\text{rated}},\ \frac{(V_\text{ref,AC} - V_\text{nom}) - 2\,\Delta V_\text{eff}}{I_\text{rated}}\right)$$
-
 ### 4.4.2 $R_d$ 선정 가이드라인
 
-허용 범위가 결정되면 $R_d$를 범위 내에서 선정한다. 범위의 중간값은 전압 편차와 전류 불균형 간 트레이드오프를 균등하게 반영하는 기준 선정값이다.
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-$$R_d^\text{권장} = \frac{R_{d,\min} + R_{d,\max}}{2}$$
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-전류 분담 정밀도가 중요한 경우 $R_d$를 상한에 가깝게, 전압 유지 성능이 중요한 경우 하한에 가깝게 선정한다.
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 ### 4.4.3 Worst-case 전류 불균형 추정
 
-선정된 $R_d$에서 병렬 모듈 간 worst-case 전류 불균형은 다음과 같이 추정된다.
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-$$\Delta I_\text{max} = \frac{2\,\Delta V_\text{eff}}{R_d}$$
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-이 값이 시스템이 허용하는 전류 불균형 기준 이내인지 확인한다.
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 ## 4.5 설계 파라미터 결정 절차 요약
 
-아래 절차에 따라 시스템 사양으로부터 설계 파라미터를 순차적으로 결정한다.
+## 4.6 소결
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-1. **입력 값 확정:** $V_\text{nom}$, $\Delta V_\text{allow}$, $I_\text{rated}$, $f_\text{sw}$, $f_c$
-2. **$\Delta V_\text{eff}$ 계산:** LPF 특성으로부터 유효 측정 오차 산출
-3. **유효성 검증:** $\Delta V_\text{allow} > \Delta V_\text{eff}$ 확인
-4. **$V_\text{ref,AC}$ 선정:** DC-AC 모듈 DC 버스 전압 고정 기준값 설정, $V_\text{ref,AC} > V_\text{nom} + 2\,\Delta V_\text{eff}$ 확인
-5. **$V_H$ 허용 범위 결정 및 선정:** $(V_\text{nom} + \Delta V_\text{eff},\ V_\text{ref,AC} - \Delta V_\text{eff})$ 내에서 선정
-6. **$V_L$ 허용 범위 결정 및 선정:** $[V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow},\ V_\text{nom} - \Delta V_\text{eff})$ 내에서 선정
-7. **$R_d$ 허용 범위 결정 및 선정 (DC-DC 모듈):** $[2\Delta V_\text{eff}/I_\text{rated},\ \min(\Delta V_\text{allow}/I_\text{rated},\ \{(V_\text{ref,AC}-V_\text{nom})-2\Delta V_\text{eff}\}/I_\text{rated})]$ 내에서 선정
-8. **Worst-case 전류 불균형 확인:** $\Delta I_\text{max} = 2\Delta V_\text{eff}/R_d$
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-(XXX 표: 설계 파라미터 결정 절차 요약 — 입력, 계산식, 권장 선정 기준)
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-## 4.6 본 연구 시스템에의 적용
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-4.5절의 설계 절차를 본 연구의 실험 시스템에 적용한 결과를 제시한다. 실험 시스템의 주요 사양은 다음과 같다.
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-### 4.6.1 실험 시스템 구성
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-본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 시스템을 모사한 실험 플랫폼을 구축하였다. DC 전원·부하 시뮬레이터와 380 VAC 전원·부하 시뮬레이터를 양 단에 배치하고, 공유 DC 버스를 중심으로 양방향 3레벨 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 인버터를 연동하여 구성하였다.
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-(XXX 그림: 실험 플랫폼 전체 구성도)
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-### 4.6.2 3레벨 NPC DC-DC 컨버터
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-DC-DC 컨버터는 3레벨 NPC(Neutral Point Clamped) Half-bridge 토폴로지를 기반으로 한 양방향 컨버터이다. 3레벨 NPC 토폴로지는 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 DC 버스 전압의 절반으로 줄이고, 2레벨 컨버터 대비 낮은 전압 리플과 전류 고조파를 달성한다 [2]. 또한 위상 레그의 인터리빙 특성으로 인해 DC 버스 측 전압 리플 기본 주파수는 $2f_\text{sw} = 20\,\text{kHz}$가 되며, 이는 4.2.2절 $\Delta V_\text{eff}$ 계산에 반영된다.
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-(XXX 그림: 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 회로도)
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-**표 4.1.** DC-DC 컨버터 주요 사양
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-| 항목 | 값 |
-|------|----|
-| 토폴로지 | NPC Half-bridge |
-| 정격 전력 | 4 kW |
-| 저압단 전압 | 500 VDC |
-| DC 버스 전압 ($V_\text{nom}$) | 640 VDC |
-| 스위칭 주파수 ($f_\text{sw}$) | 10 kHz |
-| 인덕터 | 1 mH (전류 리플 및 동특성 요건 기반 선정) |
-| 스위칭 소자 | Infineon BSM100GB60DLC (600 V Si IGBT) |
-| 운전 방향 | 양방향 (Buck / Boost) |
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-### 4.6.3 T-type 3레벨 DC-AC 인버터
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-DC-AC 인버터는 T-type 3레벨 NPC 토폴로지를 기반으로 한다. T-type NPC는 클램핑 다이오드 없이 각 레그의 중성점을 양방향 스위치로 DC 버스 중성점에 직접 연결하는 구조로, 부품 수를 줄이고 중간 스위칭 주파수 영역(6~30 kHz)에서 다이오드 클램핑 NPC 대비 낮은 손실을 나타낸다 [3].
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-(XXX 그림: T-type 3레벨 DC-AC 인버터 회로도)
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-**표 4.2.** DC-AC 인버터 주요 사양
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-| 항목 | 값 |
-|------|----|
-| 토폴로지 | T-type 3레벨 NPC |
-| 정격 전력 | 4 kW |
-| AC 입력 전압 | 380 VAC (Line-to-Line, RMS) |
-| AC 주파수 | 60 Hz |
-| DC 버스 전압 ($V_\text{nom}$) | 640 VDC |
-| 스위칭 주파수 ($f_\text{sw}$) | 10 kHz |
-| 필터 인덕터 | 4 mH |
-| 필터 커패시터 | 6.8 μF (Y결선, 전압 THD 및 전류 리플 요건 기반 선정) |
-| 스위칭 소자 | Fuji Electric 4MBI400VF-120R-50 (1200 V Si IGBT) |
-| 운전 방향 | 정류기 (Rectifier) 모드 |
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-### 4.6.4 설계 파라미터 적용 결과
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-4.5절의 절차를 본 실험 시스템에 적용하여 결정된 설계 파라미터를 표 4.3에 정리한다. 입력 값으로 $V_\text{nom} = 640\,\text{V}$, $\Delta V_\text{allow} = 0.1 \times V_\text{nom} = 64\,\text{V}$ (KRS ±10%), $I_\text{rated} = 7\,\text{A}$, $f_\text{sw} = 10\,\text{kHz}$, $f_c = 2\,\text{kHz}$를 사용하였다. 3레벨 NPC 토폴로지 적용으로 $f_\text{ripple} = 2f_\text{sw} = 20\,\text{kHz}$이다.
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-**표 4.3.** 설계 파라미터 결정 결과
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-| 파라미터 | 계산식 | 결과값 | 조건 만족 여부 |
-|---------|--------|--------|--------------|
-| $\Delta V_\text{eff}$ | $\Delta V_\text{ripple,max}(64\,\text{V})/\sqrt{1+(20\,\text{k}/2\,\text{k})^4}$ | $0.64\,\text{V}$ | $\Delta V_\text{allow}(64\,\text{V}) \gg \Delta V_\text{eff}$ ✓ |
-| $V_\text{ref,AC}$ | 실험 환경 가용 범위 내 선정 | $660\,\text{V}$ | $> V_\text{nom} + 2\Delta V_\text{eff} = 641.28\,\text{V}$ ✓ |
-| $V_H$ | $(V_\text{nom} + V_\text{ref,AC})/2$ | $650\,\text{V}$ | $640.64\,\text{V} < 650\,\text{V} < 659.36\,\text{V}$ ✓ |
-| $R_d$ (DC-DC) | $(R_{d,\min}+R_{d,\max})/2 = (0.18+2.67)/2 = 1.425 \approx 1.43\,\Omega$ | $1.43\,\Omega$ | 허용 범위 $[0.18,\ 2.67]\,\Omega$ 중간값 ✓ |
-| $\Delta V_\text{droop}$ | $R_d \times I_\text{rated}$ (DC-DC 검증) | $10\,\text{V}$ | $1.28\,\text{V} \leq 10\,\text{V} \leq 18.72\,\text{V}$ ✓ |
-| $V_L$ | $V_\text{nom} - (\Delta V_\text{allow} + \Delta V_\text{eff})/2$ | $607.68\,\text{V}$ | $576\,\text{V} \leq 607.68\,\text{V} < 639.36\,\text{V}$ ✓ |
-| $\Delta I_\text{max}$ | $2\Delta V_\text{eff}/R_d$ | $\approx 0.90\,\text{A}$ | $I_\text{rated}(7\,\text{A})$ 대비 12.8% ✓ |
-
-모든 조건이 만족됨을 확인하였으며, 설계 파라미터의 타당성은 5장 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
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-## 4.7 소결
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-본 장에서는 2장의 통신 독립형 모듈식 구조를 실제로 구현하기 위한 설계 파라미터($V_H$, $V_L$, $R_d$)의 결정 절차와 가이드라인을 제시하였다. 이 절차는 시스템 공칭 전압, 허용 전압 편차, 측정 오차, 정격 전류를 입력으로 받아 히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 허용 범위를 결정론적으로 도출한다.
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-제시된 가이드라인은 특정 인증 기준(KRS, IEC 등)이나 특정 전압 레벨에 종속되지 않으며, 동일한 설계 철학을 가진 모든 DC 마이크로그리드 시스템에 적용 가능하다. 4.6절에서는 이 가이드라인을 본 연구의 실험 시스템에 적용한 결과를 제시하였으며, 설계 파라미터의 타당성은 5장의 시뮬레이션 및 실험을 통해 검증한다.
 
 # 5. 시뮬레이션 및 실험 검증
 
@@ -522,8 +345,8 @@ DC-AC 인버터는 T-type 3레벨 NPC 토폴로지를 기반으로 한다. T-typ
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 | DC 전원·부하 시뮬레이터 | (XXX) | 배터리 모사 |
 | AC 전원 시뮬레이터 | (XXX) | 발전기/Shore Power 모사 (V-THD, 단상·2상 Sag, 불평형 생성) |
-| 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
+| 3레벨 DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
-| T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
+| 3레벨 T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
 
 ### 5.3.2 제어기 구현