docs: create Thesis/Master_260531/Latex__

Thesis/Master_260531/Latex__.md

@@ -0,0 +1,179 @@
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+title: Help
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+date: 2026-05-31T11:17:09.101Z
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+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-31T11:17:09.101Z
+---
+
+# Voltage Sag Type Classification and Effect on DQ-axis PI Current Controller
+
+---
+
+## 1. Voltage Sag Type Definition
+
+Voltage Sag is classified into three types based on the symmetry of the three-phase voltage vectors [1].  
+Let $\bar{V}_S$ denote the sag voltage and $\bar{V}_N$ the pre-sag (normal) voltage, where $|\bar{V}_S| < |\bar{V}_N|$.
+
+---
+
+### 1.1 Type I
+
+A Type I sag is characterised by a reduction in magnitude of one phase while the remaining two phases retain normal symmetry:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_S$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_S - \frac{1}{2}j\bar{V}_N\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_S + \frac{1}{2}j\bar{V}_N\sqrt{3}$$
+
+---
+
+### 1.2 Type II
+
+A Type II sag occurs when one phase retains the normal voltage while the other two phases are reduced:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_N$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_N - \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_N + \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+---
+
+### 1.3 Type III
+
+A Type III sag is a balanced three-phase sag in which all three phases reduce symmetrically:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_S$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_S - \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_S + \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+---
+
+## 2. Symmetrical Component Decomposition
+
+Any unbalanced three-phase voltage can be decomposed into positive-sequence ($V^+$), negative-sequence ($V^-$), and zero-sequence ($V^0$) components using Fortescue's theorem:
+
+$$\begin{bmatrix} V^0 \\ V^+ \\ V^- \end{bmatrix} = \frac{1}{3} \begin{bmatrix} 1 & 1 & 1 \\ 1 & a & a^2 \\ 1 & a^2 & a \end{bmatrix} \begin{bmatrix} \bar{U}_a \\ \bar{U}_b \\ \bar{U}_c \end{bmatrix}, \quad a = e^{j\frac{2\pi}{3}}$$
+
+---
+
+### 2.1 Type I — Sequence Components
+
+Substituting Type I voltages:
+
+$$V^+ = \frac{\bar{V}_S + \bar{V}_N}{2}$$
+
+$$V^- = \frac{\bar{V}_S - \bar{V}_N}{2}$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+Hence, Type I contains both positive- and negative-sequence components, with magnitudes:
+
+$$|V^+| = \frac{V_S + V_N}{2}, \qquad |V^-| = \frac{|V_N - V_S|}{2}$$
+
+---
+
+### 2.2 Type II — Sequence Components
+
+Substituting Type II voltages:
+
+$$V^+ = \frac{\bar{V}_N + \bar{V}_S}{2}$$
+
+$$V^- = \frac{\bar{V}_N - \bar{V}_S}{2}$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+The negative-sequence magnitude in Type II:
+
+$$|V^-|_{\text{II}} = \frac{V_N - V_S}{2}$$
+
+> Note: $|V^-|_{\text{II}} = |V^-|_{\text{I}}$; however, the phase relationship differs, resulting in different vector diagrams.
+
+---
+
+### 2.3 Type III — Sequence Components
+
+Substituting Type III (balanced) voltages:
+
+$$V^+ = \bar{V}_S$$
+
+$$V^- = 0$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+Type III contains **only a positive-sequence component**. No negative-sequence component is present.
+
+---
+
+## 3. Effect on DQ-axis PI Current Controller
+
+In the synchronous reference frame (SRF), the three-phase voltages are transformed via the Park transformation at angular frequency $\omega$:
+
+$$\begin{bmatrix} v_d \\ v_q \end{bmatrix} = T(\omega t) \begin{bmatrix} v_\alpha \\ v_\beta \end{bmatrix}, \qquad T(\theta) = \begin{bmatrix} \cos\theta & \sin\theta \\ -\sin\theta & \cos\theta \end{bmatrix}$$
+
+The positive-sequence component rotates at $+\omega$ and maps to **DC values** in the SRF.  
+The negative-sequence component rotates at $-\omega$ and therefore appears as an **AC ripple at $2\omega$** in the SRF:
+
+$$v_d = V^+_d + V^-\cos(2\omega t + \phi^-), \qquad v_q = V^+_q - V^-\sin(2\omega t + \phi^-)$$
+
+---
+
+### 3.1 Type III — No Ripple
+
+Since $V^- = 0$:
+
+$$v_d = V_S, \qquad v_q = 0$$
+
+Only DC components appear in the dq-frame. The PI controller tracks the reference without steady-state error.
+
+---
+
+### 3.2 Type I — $2\omega$ Ripple
+
+With $|V^-| = \frac{V_N - V_S}{2}$:
+
+$$v_d = \frac{V_S + V_N}{2} + \frac{V_N - V_S}{2}\cos(2\omega t)$$
+
+$$v_q = -\frac{V_N - V_S}{2}\sin(2\omega t)$$
+
+The $2\omega$ (120 Hz) AC ripple in $v_d$ and $v_q$ **cannot be suppressed by a standard PI controller**, which is designed for DC reference tracking.  
+This leads to:
+- Steady-state current tracking error
+- Power factor degradation
+- Increased reactive power demand
+
+---
+
+### 3.3 Type II — $2\omega$ Ripple (Same Magnitude, Different Phase)
+
+With $|V^-| = \frac{V_N - V_S}{2}$:
+
+$$v_d = \frac{V_N + V_S}{2} + \frac{V_N - V_S}{2}\cos(2\omega t + \Delta\phi)$$
+
+$$v_q = -\frac{V_N - V_S}{2}\sin(2\omega t + \Delta\phi)$$
+
+The ripple magnitude is identical to Type I, but the phase offset $\Delta\phi$ differs due to the different vector configuration. The PI controller exhibits the same inability to track the $2\omega$ disturbance.
+
+---
+
+## 4. Summary
+
+| Sag Type | Negative Sequence | $2\omega$ Ripple | PI Tracking |
+|:---:|:---:|:---:|:---:|
+| Type III | None | None | Possible |
+| Type I | $\frac{V_N - V_S}{2}$ | Present | Impaired |
+| Type II | $\frac{V_N - V_S}{2}$ | Present | Impaired |
+
+In a weak grid environment such as a ship or small harbor power system, the occurrence of Type I or Type II voltage sags introduces negative-sequence components that induce $2\omega$ oscillations in the synchronous reference frame. Since a conventional PI controller cannot reject these oscillations, current control performance degrades, leading to reactive power increase, cascading voltage instability, and potential overcurrent protection trips.
+
+---
+
+## References
+
+[1] M. H. J. Bollen, *Understanding Power Quality Problems: Voltage Sags and Interruptions*. IEEE Press, 2000.

Thesis/Master_Thesis260518/Paper1.md

@@ -2,12 +2,29 @@
 title: Paper1_260518
 description: 
 published: true
-date: 2026-05-18T01:31:40.929Z
+date: 2026-05-19T06:07:24.196Z
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 editor: markdown
 dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
 ---
 
+## 260518 세미나
+### 하고 있는 부분
+- 3.3.3에서 개선된 제어기의 동작 원리를 더 자세히 분석, 설명하고 수학적으로 이를 보여야 한다. 전달함수를 만들어 보드 플롯 등으로 증명
+### Todo
+- 3.3.1에 Q축은 정상 상태 오차가 0이 아닐 수 있음을 이야기 하는데, 이것이 실제로 허용 범위 내의 오차인지에 대해 분명히 보여야함.
+- 3.2에서 기존 PI 제어기랑만의 비교가 아니라 다른 접근 방식들도 언급하여 그것들에 비하여 장점이 있는지를 언급해야 할 필요성?
+- 3.1.1 , 3.1.2 , 3.1.3 의 임피던스 내용 맞는 이야기인지 재확인
+- 4장 설계 가이드라인이 논문의 다른 부분과 작성 시점이 달라 오류 있음. 수정 필요, 실제로 실험 하는 수치와 맞도록 내용 수정필요. 변수명 통일 필요.
+- 실험 환경에 대한 내용
+
+### Todo
+- 6월 1일 일정 조율, 교실 하나 빌려서 줌, 카메라 할 수 있도록 준비
+- 이번주까지 실험 내용이 채워져야 큰 틀에서 다시 검토하고 할 수 있는 조건이..
+- 전기추진선박 배전의 기본구조는 채우고 ( 인버터(추진,조타), 태양광등 )
+
+
+
 # 1 서론
 
 국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MEPC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 있다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
@@ -16,7 +33,8 @@ dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
 
 현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 유연성을 저해하며, 제조사별 독점적 통신 프로토콜 및 폐쇄적 인터페이스 규격으로 인해 단일 선박에 복수 제조사의 제품을 혼용하기 어렵다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
 
-그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 버스의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 모듈간 인터페이스 신뢰성을 저하시켜 모듈 간 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이러한 교란의 주요 원인은 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 버스 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래한다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 버스의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 모듈간 인터페이스 신뢰성을 저하시켜 모듈 간 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이러한 교란의 주요 원인은 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 
+선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 버스 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래한다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
 
 본 연구는 DC 버스 전압을 유일한 모듈 간 인터페이스로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 선박 약계통 조건(V-THD, 전압 불평형, 단상·2상 Voltage Sag)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다. 제안하는 구조의 동작 특성과 제어 성능은 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
 
@@ -34,7 +52,7 @@ dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
 
 본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
 
-이 구조에서 DC 버스 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 버스 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+이 구조에서 DC 버스 전압은 모듈간의 인터페이스 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 버스 전압을 인터페이스로 사용하는 것은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
 
 ## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
 
@@ -93,7 +111,7 @@ DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유
 
 ## 2.6 소결
 
-본 장에서는 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 이 UPS 시스템에서 확립한 DC 버스 단일 공유 원리[1]를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 히스테리시스 기반 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담을 결합하여 구현된다. 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+본 장에서는 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
 
 단, DC 버스 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
 
@@ -212,6 +230,34 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
 제안하는 제어기의 실험 검증—V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Voltage Sag 조건에서의 과도 안정성, 전압 불평형 조건에서의 동작 안정성—은 5장 5.5절에서 본 연구의 4 kW 실험 플랫폼을 대상으로 수행한다.
 
 # 4. 설계 가이드라인
+## 4.1 개요
+
+
+## 4.2 설계 기준
+
+### 4.2.1 허용 전압 편차
+
+### 4.2.2 유효 측정 오차
+
+## 4.3 히스테리시스 임계값 설계
+
+### 4.3.1 설계 원칙
+
+### 4.3.2 $V_L$ 선정 가이드라인
+
+### 4.3.3 $V_H$ 선정 가이드라인
+
+## 4.4 드룹 계수 설계
+
+### 4.4.1 설계 원칙
+
+### 4.4.2 $R_d$ 선정 가이드라인
+
+### 4.4.3 Worst-case 전류 불균형 추정
+
+## 4.5 설계 파라미터 결정 절차 요약
+
+## 4.6 소결
 
 # 5. 시뮬레이션 및 실험 검증
 
@@ -219,9 +265,9 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
 
 본 장에서는 2장에서 제안한 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조와 3장에서 제안한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 시뮬레이션 및 실제 실험을 통해 검증한다.
 
-검증은 다음 순서로 진행된다. 먼저 시뮬레이션을 통해 모듈식 병렬 운전 및 이중화 동작을 확인하고, 이어서 실험 테스트베드에서 동일 조건을 재현하여 실험 파형으로 검증한다. 3장의 전류 제어 전략은 약계통 조건을 인위적으로 생성한 후 제어 적용 전후를 비교하는 방식으로 검증한다.
+검증은 두 단계로 구성된다. 첫 번째 단계(5.2절)는 시뮬레이션 검증으로, 2장의 모듈식 구조(병렬 운전, 이중화 동작)와 3장의 약계통 전류 제어기를 함께 검증한다. 병렬·이중화 동작은 동일 사양 모듈의 복수 하드웨어가 요구되어 현재 실험 플랫폼으로 재현이 불가하므로 시뮬레이션으로 검증 범위를 한정한다. 두 번째 단계(5.4절)는 실험 검증으로, 단일 모듈 하드웨어 환경에서 수행 가능한 히스테리시스 모드 전환 및 3장의 약계통 전류 제어기 검증에 집중한다.
 
-이론적 배경 및 제어 알고리즘의 상세 내용은 각 실험 항목 직전에 간략히 기술하며, 별도의 이론 절을 구성하지 않는다.
+이론적 배경 및 제어 알고리즘의 상세 내용은 각 검증 항목 직전에 간략히 기술하며, 별도의 이론 절을 구성하지 않는다.
 
 ---
 
@@ -264,6 +310,25 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
 
 (XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 동작 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
 
+### 5.2.4 약계통 조건 시뮬레이션 (3장 검증)
+
+**검증 목적:** 제안하는 $m_a$ 기반 전류 제어기의 약계통 대응 효과를 시뮬레이션으로 사전 확인하고, 5.4절 실험 결과와의 비교 기준으로 활용
+
+**시나리오:**
+- V-THD (XXX)% 조건: 기존 PI 제어기 vs. 제안 제어기 입력 전류 파형 및 I-THD 비교
+- 단상 Voltage Sag 조건: Sag 발생·회복 시 기존 PI vs. 제안 제어기 과도 응답 비교
+- 전압 불평형 조건: DC 버스 전압 2ω 리플 진폭 비교
+
+**평가 지표:** I-THD(%), 과도 전류 오버슈트, DC 버스 2ω 리플 진폭
+
+(XXX 그림: V-THD 조건 — 시뮬레이션 제어 전/후 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 조건 — 시뮬레이션 제어 전/후 과도 응답 비교)
+
+(XXX 그림: 전압 불평형 조건 — 시뮬레이션 제어 전/후 DC 버스 전압 리플 비교)
+
+(XXX 표: 약계통 조건별 시뮬레이션 결과 요약 — 제어 전/후 비교)
+
 ---
 
 ## 5.3 실험 테스트베드
@@ -280,10 +345,8 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
 |------|------|------|
 | DC 전원·부하 시뮬레이터 | (XXX) | 배터리 모사 |
 | AC 전원 시뮬레이터 | (XXX) | 발전기/Shore Power 모사 (V-THD, 단상·2상 Sag, 불평형 생성) |
-| 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
-| T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
-| 오실로스코프 | (XXX) | 전압·전류 파형 측정 |
-| 전력 분석기 | (XXX) | THD, 전력 등 정량 측정 |
+| 3레벨 DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
+| 3레벨 T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
 
 ### 5.3.2 제어기 구현
 
@@ -293,57 +356,29 @@ $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전
 
 ---
 
-## 5.4 실험 검증: 모듈식 구조 (2장 검증)
+## 5.4 실험 검증
 
 ### 5.4.1 히스테리시스 모드 전환 실험
 
-DC 버스 전압이 $V_H$, $V_L$ 임계값을 통과할 때 모드 전환이 채터링 없이 명확하게 이루어지는지 확인한다. 측정 노이즈 환경에서도 오전환이 발생하지 않음을 검증한다.
+**검증 목적:** DC 버스 전압이 $V_H$, $V_L$ 임계값을 통과할 때 모드 전환이 채터링 없이 명확하게 이루어지는지 확인. 측정 노이즈 환경에서도 오전환이 발생하지 않음을 검증한다.
+
+**실험 조건:** DC 전원·부하 시뮬레이터를 이용하여 DC 버스 전압을 $V_L$ 미만 및 $V_H$ 초과 구간으로 단계적으로 변화시키며 모드 전환 파형 측정
 
 (XXX 그림: DC 버스 전압 및 DC-DC 모듈 동작 모드 전환 실험 파형)
 
-### 5.4.2 병렬 운전 실험
-
-DC-DC 모듈 2대 병렬 운전에서 드룹 기반 전류 균등 분담을 실험으로 확인한다.
-
-(XXX 그림: Boost 모드 2대 병렬 — 실험 전류 파형 및 DC 버스 전압)
-
-(XXX 그림: Buck 모드 2대 병렬 — 실험 전류 파형 및 DC 버스 전압)
-
-(XXX 표: 시뮬레이션 vs. 실험 전류 불균형률 비교)
-
-### 5.4.3 이중화 동작 실험
-
-단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 자율적 역할 인수를 실험으로 확인한다. 5.2.3절 시뮬레이션과 동일한 두 시나리오를 실험으로 재현한다.
-
-**시나리오 1 — DC-DC 모듈 고장 (방전 중):**
-Boost 모드로 병렬 운전 중인 DC-DC 모듈 2대 중 1대를 강제 정지시켜, 나머지 1대가 DC 버스 전압 강하를 감지하고 방전 전류를 자동으로 증가시켜 전압을 복원하는 과정을 확인한다.
-
-(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(방전 중) 이중화 실험 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
-
-**시나리오 2 — DC-DC 모듈 고장 (충전 중):**
-Buck 모드로 병렬 충전 중인 DC-DC 모듈 2대 중 1대를 강제 정지시켜, DC-AC 모듈이 DC 버스 전압을 유지하는 가운데 나머지 1대가 충전 전류를 자동으로 인수하여 충전 연속성을 유지하는 과정을 확인한다.
-
-(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 실험 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
-
-(XXX 표: 고장 발생 후 DC 버스 전압 복구 시간 — 시나리오 1·2 시뮬레이션 vs. 실험 비교)
-
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-
-## 5.5 실험 검증: 약계통 전류 제어 (3장 검증)
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-### 5.5.1 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
+### 5.4.2 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
 
 **실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 V-THD (XXX)% 조건 생성
 
-제안하는 변조 계수 기반 전류 제어기 적용 전후 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 비교한다.
+제안하는 변조 계수 기반 전류 제어기 적용 전후 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 비교한다. 5.2.4절 시뮬레이션 결과와의 정량적 비교를 통해 시뮬레이션 예측의 타당성도 함께 확인한다.
 
 (XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 전 입력 전류 파형 및 FFT)
 
 (XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 후 입력 전류 파형 및 FFT)
 
-(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD 측정값 — 제어 전/후 비교)
+(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD — 시뮬레이션 vs. 실험, 제어 전/후 비교)
 
-### 5.5.2 단상·2상 Voltage Sag 과도 응답 실험
+### 5.4.3 단상·2상 Voltage Sag 과도 응답 실험
 
 **실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 단상·2상 전압 강하(Sag) 인가
 
@@ -353,7 +388,9 @@ Sag 발생 및 회복 시 제어 적용 전후의 입력 전류 과도 응답을
 
 (XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 후 입력 전류 및 DC 버스 전압 파형)
 
-### 5.5.3 전압 불평형 조건 실험
+(XXX 그림: 2상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 전후 입력 전류 및 DC 버스 전압 파형)
+
+### 5.4.4 전압 불평형 조건 실험
 
 **실험 조건:** 3상 입력 전압 불평형률 (XXX)% 인가
 
@@ -361,20 +398,20 @@ Sag 발생 및 회복 시 제어 적용 전후의 입력 전류 과도 응답을
 
 (XXX 그림: 전압 불평형 조건 — 제어 전후 DC 버스 전압 리플 비교)
 
-(XXX 표: 전압 불평형 조건별 DC 버스 2ω 리플 진폭 — 제어 전/후 비교)
+(XXX 표: 전압 불평형 조건별 DC 버스 2ω 리플 진폭 — 시뮬레이션 vs. 실험, 제어 전/후 비교)
 
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-## 5.6 소결
+## 5.5 소결
 
-본 장에서는 시뮬레이션과 실험을 통해 2장 및 3장에서 제안한 내용을 검증하였다. 시뮬레이션에서는 병렬 전류 분담 및 이중화 동작이 설계 의도대로 이루어짐을 확인하였으며, 실험에서는 실제 하드웨어 환경에서 동일한 동작이 재현됨을 파형으로 검증하였다. 약계통 조건에서의 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기는 V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 버스 2ω 리플 저감에서 기존 PI 제어기 대비 개선을 나타내었으며, 상세 비교 결과는 각 절의 표에 정리하였다.
+본 장에서는 시뮬레이션과 실험을 통해 2장 및 3장에서 제안한 내용을 검증하였다. 시뮬레이션(5.2절)에서는 병렬 전류 분담 및 이중화 동작이 설계 의도대로 이루어짐을 확인하였으며, 약계통 조건에서 제안 제어기가 기존 PI 대비 개선된 응답을 나타냄을 시뮬레이션으로 사전 검증하였다. 실험(5.4절)에서는 단일 모듈 하드웨어 환경에서 히스테리시스 모드 전환의 안정성을 확인하였으며, 약계통 전류 제어기의 V-THD 조건 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건 DC 버스 2ω 리플 저감 효과를 실험 파형으로 검증하였다. 시뮬레이션과 실험의 정량적 비교 결과는 각 절의 표에 정리하였다.
 
 # 6 결론
 
 본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 환경에 적용 가능한 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 시뮬레이션 및 실험으로 검증하였다.
 
-첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하는 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조를 제안하였다. 히스테리시스 기반 자율 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담의 결합을 통해 통신 버스 없이 DC-AC 및 DC-DC 모듈의 운전이 달성되며, 단일 고장점 제거 및 Plug-and-Play 모듈 확장이 가능함을 실험으로 확인하였다.
+첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하는 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조를 제안하였다. 히스테리시스 기반 자율 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담의 결합을 통해 통신 버스 없이 DC-AC 및 DC-DC 모듈의 운전이 달성되며, 단일 고장점 제거 및 Plug-and-Play 모듈 확장이 가능함을 시뮬레이션을 통해 확인하였으며, 상세 결과는 제5장에 제시하였다.
 
-둘째, 약계통 조건(V-THD, 단상·2상 Voltage Sag, 전압 불평형)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 적분기 출력을 무차원 변조 계수로 재정의하여 계통 전압 변동으로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리함으로써, V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 버스 2ω 리플 저감 효과를 실험으로 확인하였다.
+둘째, 약계통 조건(V-THD, 단상·2상 Voltage Sag, 전압 불평형)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 적분기 출력을 무차원 변조 계수로 재정의하여 계통 전압 변동으로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리함으로써, V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 버스 2ω 리플 저감 효과를 시뮬레이션(5.2.4절) 및 실험(5.4절)으로 확인하였으며, 상세 결과는 제5장에 제시하였다.
 
 셋째, 히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 체계적 설계 절차를 일반화된 형태로 제시하였다. 이 절차는 시스템 공칭 전압과 허용 편차를 입력으로 결정론적으로 파라미터를 도출하며, 특정 인증 기준에 종속되지 않는 범용 DC 마이크로그리드 설계 가이드라인으로 활용 가능하다.