docs: update Thesis/Master_Thesis/260512/chapter2
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John Smith
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title: Chapter 2
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date: 2026-05-12T08:58:49.397Z
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date: 2026-05-13T00:00:07.624Z
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dateCreated: 2026-05-12T08:58:49.397Z
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# 2. 간소화된 모듈식 전력변환 시스템 설계
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# 2. 간소화된 모듈식 전력변환 시스템의 제어 파라미터 설계
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## 2.1 시스템 구성
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본 연구에서 제안하는 전력변환 시스템은 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 두 모듈로 구성된 간소화된 구조이다. 두 모듈은 640VDC DC 링크를 공유하며, DC 버스 전압을 유일한 모듈 간 인터페이스로 활용한다. 이 구조에서 각 모듈은 상대 모듈의 내부 로직과 무관하게 독립적으로 동작하며, 통신 없이도 DC 버스 전압 상태만으로 필요한 동작을 수행한다. 기존 전기추진 전력 시스템이 발전기, 변환기, 제어기를 통합 설계하는 것과 달리, 본 시스템은 DC 링크를 경계로 두 모듈을 명확히 분리함으로써 각 모듈의 독립적 설계 및 검증이 가능하다.
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본 연구에서 제안하는 전력변환 시스템은 DC-DC 컨버터와 DC-AC 컨버터 두 모듈로 구성된 간소화된 구조이다. 두 모듈은 640VDC DC 링크를 경계로 구조적으로 분리되며, 각자 독립된 제어 목표를 가진다. 각 모듈의 제어 목표는 DC 버스 전압을 기준으로 정의되므로, 두 모듈은 서로의 내부 상태를 알 필요 없이 DC 버스 전압만을 관측하여 자신의 동작을 자율적으로 결정한다. 이 구조에서 모듈 간 협조는 통신이나 상위 제어기 없이 DC 버스 전압이라는 물리량을 통해 자연히 성립한다.
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(XXX 그림: 제안하는 모듈식 전력변환 시스템 전체 구성도)
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DC-DC 컨버터는 저압단(500 VDC)과 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 기준값보다 낮을 경우 저압단에서 DC 링크로 전력을 공급하는 Boost(방전) 모드로, 높을 경우 DC 링크에서 저압단으로 전력을 회수하는 Buck(충전) 모드로 동작한다. DC-AC 인버터는 DC 링크와 380 VAC 계통 사이에서 양방향으로 전력을 변환한다. 운항 모드(Inverter)에서는 DC 링크로부터 3상 AC 전력을 생성하여 추진전동기 구동 및 선내전원을 공급하며, 충전 모드(Rectifier)에서는 Shore Power를 수전하여 DC 링크를 충전한다. 두 모드의 전환은 인터록 회로를 통해 동시 활성화를 방지한다. 각 모듈의 회로 구성 및 주요 사양은 4장에서 기술한다.
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DC-AC 컨버터는 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크 전압을 형성·유지하는 역할을 담당한다. 본 연구의 범위에서 DC-AC 컨버터는 Rectifier 동작으로 고정한다. 이는 전기추진선박의 충전 운용 시나리오—발전기 또는 Shore Power로부터 DC 배전망으로 전력을 수전하는 조건—에 초점을 맞추기 위함이며, Inverter 모드(DC에서 AC로의 전력 공급)는 본 논문의 범위에 포함하지 않는다. AC 입력 전력의 크기에 따라 DC 버스 전압 레벨이 결정된다. DC-DC 컨버터는 배터리측(500 VDC)과 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 버스 전압이 설정 상한 이상으로 상승하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 회수하는 Buck(충전) 모드로, 설정 하한 이하로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 Boost(방전) 모드로 동작한다. DC-DC 컨버터는 DC-AC 컨버터가 무엇인지, 어떻게 동작하는지 알 필요 없이 오직 DC 버스 전압 레벨만으로 자신의 동작 모드를 결정한다. 각 모듈의 회로 구성 및 주요 사양은 4장에서 기술한다.
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본 장은 이 독립 동작 구조가 안정적으로 성립하기 위한 두 핵심 제어 파라미터—DC-DC 컨버터의 동작 모드 전환 기준이 되는 히스테리시스 밴드와, 병렬 모듈 간 전력 분담을 결정하는 드룹 계수—를 설계 조건과 함께 도출하는 것을 목표로 한다. 두 파라미터는 DC 버스 전압을 공유 기준으로 삼는다는 점에서 서로 연성(coupling)되어 있으며, 각각의 설계 조건은 상대방의 허용 범위를 제약한다.
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## 2.2 DC 버스 전압 기반 제어
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## 2.2 모듈 독립 동작 원리
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### 2.2.1 제어 원리
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### 2.2.1 제어 목표 기반 독립 동작 구조
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본 연구에서 제안하는 제어의 핵심은 DC 버스 전압을 두 모듈 간 유일한 정보 매체로 활용하는 것이다. 각 모듈은 DC 버스 전압만을 관측하여 현재 시스템의 전력 수급 상태를 판단하고 자신의 동작 모드를 결정한다. 이는 별도의 통신 선로 없이도 두 모듈이 협조 동작할 수 있게 하며, 통신 장애가 발생하더라도 기본 동작이 유지되는 Fail-safe 구조를 형성한다.
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두 모듈이 서로에게 종속되지 않고 독립적으로 동작할 수 있는 근거는, 각 모듈의 제어 목표가 DC 버스 전압을 기준으로 독립적으로 정의되어 있다는 점에 있다.
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DC 버스 전압 기반 제어의 동작 원리는 다음과 같다. DC-AC 인버터는 운항 모드에서 DC 링크 전압을 기준값으로 유지하도록 제어되며, DC-DC 컨버터는 DC 링크 전압 상태에 따라 배터리의 충방전 방향을 결정한다. DC 링크 전압이 설정 범위 내에 있을 경우 DC-DC 컨버터는 대기 상태를 유지하며, 전압이 설정 하한 이하로 강하하면 배터리에서 전력을 공급하는 Boost 모드로 전환하고, 전압이 설정 상한 이상으로 상승하면 배터리로 전력을 회수하는 Buck 모드로 전환한다.
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DC-AC 컨버터는 AC 전원(발전기 또는 Shore Power)을 정류하여 DC 버스 전압을 일정 수준으로 유지하는 것을 제어 목표로 한다. DC-DC 컨버터는 DC 버스 전압이 설정 상한을 초과하면 배터리를 충전(Buck)하고, 설정 하한 미만으로 강하하면 배터리를 방전(Boost)하는 것을 제어 목표로 한다. 두 제어 목표는 모두 DC 버스 전압이라는 동일한 물리량을 기준으로 정의되어 있으며, 서로 상대방의 동작 상태를 참조하지 않는다.
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이 구조에서 협조 동작은 다음과 같이 자연히 성립한다. DC-AC 컨버터가 AC 입력 전력을 정류하여 DC 버스 전압을 상승시키면, DC-DC 컨버터는 그 전압 레벨을 읽어 충전 모드로 전환한다. AC 입력이 감소하거나 부하가 증가하여 DC 버스 전압이 강하하면, DC-DC 컨버터는 방전 모드로 전환하여 전압을 보상한다. 어느 쪽 모듈도 상대방에게 명령을 보내거나 상대방의 상태를 알 필요가 없다. 두 모듈이 각자의 제어 목표를 수행하는 것만으로 시스템 수준의 전력 균형이 이루어진다.
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이 독립성은 시스템 구성의 유연성으로 이어진다. DC-DC 컨버터 입장에서 DC 버스 전압을 형성하는 주체가 DC-AC 컨버터인지, 다른 전원 모듈인지는 무관하다. 마찬가지로 DC-AC 컨버터는 DC 버스에 연결된 부하가 DC-DC 컨버터인지 다른 부하인지를 알 필요가 없다. 모듈의 추가·교체·탈락이 발생해도 나머지 모듈의 제어 로직은 변경되지 않는다.
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(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
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### 2.2.2 히스테리시스 밴드 설계
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### 2.2.2 DC-DC 컨버터 제어기 구성 및 히스테리시스 밴드 설계
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DC 버스 전압 기반 모드 전환에서는 전압 섭동에 의한 불필요한 모드 전환, 즉 채터링(Chattering) 현상이 발생할 수 있다. 이를 억제하기 위해 히스테리시스 밴드를 적용하며, 모드 전환 임계값에 상·하한을 두어 전압이 밴드를 완전히 벗어날 때만 모드 전환이 발생하도록 한다.
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히스테리시스 밴드의 상·하한은 다음 조건을 고려하여 설계한다. 첫째, 시스템의 허용 전압 변동률 이내에서 동작하도록 밴드 폭을 결정한다. 둘째, 모드 전환 시 발생하는 DC 링크 전압 오버슈트가 밴드 내에서 수렴하도록 마진을 확보한다. 셋째, 밴드 폭이 지나치게 좁으면 채터링이 발생하고, 지나치게 넓으면 DC 링크 전압 변동이 커지므로 적절한 밴드 폭을 설계한다.
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(XXX 그림: 히스테리시스 밴드 설계 개념도)
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(XXX 표: 히스테리시스 밴드 설계값)
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### 2.2.3 DC-DC 컨버터 제어기 구성
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(XXX 그림: DC-DC 컨버터 전압-전류 이중 루프 제어 블록 다이어그램)
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#### 전압-전류 이중 루프 제어 구조
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본 연구의 3레벨 DC-DC 컨버터는 전압 외부 루프와 전류 내부 루프로 구성된 이중 루프(Dual-loop) PI 제어 방식을 적용한다. 이중 루프 구조는 외부 루프에서 전압 오차를 처리하여 전류 기준값을 생성하고, 내부 루프에서 인덕터 전류를 기준값으로 추종하게 함으로써 전압 제어 응답성과 전류 제한 기능을 동시에 확보하는 구조이다. 내부 전류 루프의 대역폭은 외부 전압 루프보다 충분히 높게 설계하여 전압 루프의 안정적인 동작을 보장한다.
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제어 블록 구성은 다음과 같다. 저압단(500 VDC) 전압 기준값(V_ref)과 측정값(V_meas)의 오차가 전압 PI 제어기에 입력되어 인덕터 전류 기준값(i_L,ref)을 생성한다. 이 전류 기준값은 과전류 보호를 위한 리미터를 통과한 후, 전류 PI 제어기에서 실제 인덕터 전류(i_L,meas)와 비교되어 듀티비(D) 신호를 생성한다. 생성된 듀티비 신호는 3레벨 PWM 변조기를 통해 4개의 스위치(S1~S4)에 대한 게이트 신호로 변환된다.
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#### 양방향 운전 모드 전환
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양방향 운전은 별도의 토폴로지 변경 없이 전류 기준값의 부호 전환만으로 구현된다. Buck 모드(DC 링크 → 저압단 충전)에서는 전압 PI 출력이 양(+)의 전류 기준값을 생성하여 인덕터 전류가 DC 링크에서 저압단 방향으로 흐르며, Boost 모드(저압단 방전 → DC 링크)에서는 외부 명령 또는 DC 링크 전압 편차에 의해 전류 기준값이 음(−)으로 설정되어 전력 흐름 방향이 역전된다. 모드 전환 시 전류 기준값이 0을 통과하므로 인덕터 전류의 연속성이 유지되며, 과도적인 전압·전류 스파이크 없이 부드러운 전환이 이루어진다.
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각 운전 모드에 대응하는 제어 목표는 다음과 같다. Buck 모드에서는 저압단 전압을 500 VDC(또는 충전 목표 전압 550 VDC)로 유지하는 것이 제어 목표이며, Boost 모드에서는 DC 링크 전압 또는 방전 전력을 기준으로 제어가 이루어진다.
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DC-DC 컨버터는 전압 외부 루프와 전류 내부 루프로 구성된 이중 루프 PI 제어를 적용한다. DC 버스 전압 히스테리시스 밴드에 의해 결정된 동작 모드에 따라 전류 기준값의 부호가 설정되며, 별도의 토폴로지 변경 없이 Buck(충전)과 Boost(방전) 간 양방향 전환이 이루어진다. 제어기의 상세 구성 및 파라미터는 4장에서 기술한다.
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(XXX 표: DC-DC 컨버터 제어기 파라미터)
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### 2.2.4 DC-AC 인버터 제어기 구성
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히스테리시스 밴드는 DC 버스 전압에 대한 두 임계값, 즉 Buck 전환 임계 $V_H$와 Boost 전환 임계 $V_L$로 정의된다. DC 버스 전압이 $V_H$를 초과하면 Buck(충전) 모드로, $V_L$ 미만으로 강하하면 Boost(방전) 모드로 전환하며, 두 임계값 사이의 구간에서는 현재 모드를 유지한다.
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(XXX 그림: DC-AC 인버터 dq 동기좌표계 전류 제어 블록 다이어그램)
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$$V_L < V_{\text{bus}} < V_H \quad \Rightarrow \quad \text{현재 모드 유지}$$
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#### dq 동기좌표계 전류 제어
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히스테리시스 밴드 폭 $(V_H - V_L)$은 두 가지 상충 조건에 의해 설계 범위가 결정된다.
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본 연구의 3레벨 T-type DC-AC 인버터는 dq 동기좌표계(Synchronous Reference Frame, SRF) 기반의 전류 제어와 SVPWM(Space Vector Pulse Width Modulation) 변조 방식을 적용한다. dq 동기좌표계 제어는 3상 교류 물리량을 회전 좌표계로 변환하여 직류량으로 처리함으로써, PI 제어기를 이용한 정상상태 무차 제어(steady-state zero error)와 d축·q축 전류의 독립적 제어를 가능하게 한다. d축 전류는 유효전력(능동 전력)에, q축 전류는 무효전력에 대응하므로, 두 축의 전류를 독립적으로 제어함으로써 유효전력과 무효전력을 분리 제어할 수 있다.
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첫째, 안티-채터링 조건이다. 밴드 폭이 전압 측정 잡음 수준보다 좁으면 측정 오차만으로 모드 전환이 반복 발생한다(채터링). 이를 방지하기 위해 밴드 폭은 측정 불확도의 두 배를 초과해야 한다.
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제어 구조는 다음과 같이 구성된다. 측정된 3상 전류를 Clarke 변환(abc → αβ)을 거쳐 정지 좌표계 성분으로, 이어서 Park 변환(αβ → dq)을 통해 회전 좌표계 성분(I_d, I_q)으로 변환한다. 전류 기준값(I_d,ref, I_q,ref)과 실측값의 오차가 각각의 PI 제어기에 입력되어 전압 지령(V_d,ref, V_q,ref)을 생성하며, 역Park 변환 및 SVPWM 변조기를 통해 최종적으로 각 상의 게이트 신호가 생성된다.
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$$V_H - V_L > 2 \cdot \Delta V_{\text{meas}}$$
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#### SVPWM 변조
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둘째, 드룹 전압 강하 수용 조건이다. 병렬 모듈이 드룹 제어로 동작하면 정상 상태 DC 버스 전압이 공칭값 $V_{\text{nom}}$보다 $\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{rated}}$만큼 낮아진다. 여기에 측정 오차 $\Delta V_{\text{meas}}$까지 중첩되므로, $V_L$은 이 전압 강하를 수용할 수 있도록 충분히 낮게 설정해야 한다.
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PWM 변조 방식에는 크게 정현파 PWM(SPWM)과 공간벡터 PWM(SVPWM)이 있다. SPWM은 정현파 기준 신호와 삼각파 반송파를 비교하여 각 상의 스위칭 신호를 독립적으로 생성하는 방식으로, 구현이 간단하고 제어가 직관적이다. 반면 SVPWM은 3상 전압 벡터를 하나의 공간 벡터로 표현하고, 출력 전압 벡터 공간을 섹터로 분할하여 인접한 전압 벡터들의 시간 평균으로 목표 벡터를 합성하는 방식이다. SVPWM은 SPWM 대비 DC 링크 전압 활용률이 약 15.5% 높고, 동일 스위칭 주파수에서 출력 전압 고조파 성분이 적으며, 영벡터 배분의 자유도를 이용하여 중성점(Neutral Point) 전압 불균형 보정에도 활용할 수 있다는 장점이 있다. 본 연구에서는 DC 링크 전압 활용률과 출력 파형 품질을 고려하여 SVPWM을 변조 방식으로 채택하였다.
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$$V_L < V_{\text{nom}} - R_d \cdot I_{\text{rated}} - \Delta V_{\text{meas}}$$
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(XXX 그림: SPWM과 SVPWM의 전압 벡터 공간 및 스위칭 패턴 비교)
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이를 $V_{\text{nom}}$ 기준 하방 여유 $\Delta V_L = V_{\text{nom}} - V_L$로 표현하면 다음과 같다.
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**표 2.X.** SPWM과 SVPWM 비교
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$$\Delta V_L > R_d \cdot I_{\text{rated}} + \Delta V_{\text{meas}}$$
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| 항목 | SPWM | SVPWM |
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|------|------|-------|
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| 변조 방식 | 정현파 기준 신호 vs 삼각파 반송파 | 전압 벡터 공간 분할 및 시간 평균 합성 |
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| DC 링크 전압 활용률 | 1.0 (100%) | 약 1.155 (약 15.5% 높음) |
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| 구현 복잡도 | 낮음 | 상대적으로 높음 |
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| 고조파 특성 | 상대적으로 많음 | 상대적으로 적음 |
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| 중성점 전압 불균형 보정 | 제한적 | 영벡터 배분으로 보정 가능 |
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| 본 연구 채택 | — | ✓ |
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이 조건은 히스테리시스 밴드와 드룹 계수의 연성을 직접적으로 보여준다. $R_d$가 클수록 $\Delta V_L$의 하한이 높아지며, $\Delta V_L$이 클수록 드룹 계수의 허용 상한 $R_{d,\max}$도 커진다. 따라서 두 파라미터는 독립적으로 설정할 수 없으며, 아래의 연성 조건을 만족하는 범위 내에서 함께 결정되어야 한다.
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#### 양방향 운전 모드 전환
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$$R_d \cdot I_{\text{rated}} + \Delta V_{\text{meas}} < \Delta V_L \quad \text{및} \quad V_H - V_L > 2 \cdot \Delta V_{\text{meas}}$$
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Inverter 모드(DC → AC)와 Rectifier 모드(AC → DC) 간의 전환은 d축 전류 기준값(I_d,ref)의 부호 전환으로 구현된다. Inverter 모드에서는 I_d,ref가 양(+)으로 설정되어 DC 링크로부터 AC 측으로 유효전력이 공급되며, Rectifier 모드에서는 I_d,ref가 음(−)으로 설정되어 AC 측에서 DC 링크 방향으로 전력이 흡수된다. q축 전류 기준값(I_q,ref)은 단위역률 운전을 기준으로 0으로 설정하며, 필요에 따라 무효전력 보상을 위해 조정될 수 있다.
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구체적인 수치는 4장의 실험 시스템 파라미터 및 측정 환경을 기준으로 확정한다.
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(XXX 표: DC-AC 인버터 제어기 파라미터)
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### 2.2.3 DC-AC 컨버터 제어기 구성
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DC-AC 컨버터는 dq 동기좌표계(SRF) 기반 전류 제어와 SVPWM 변조 방식을 적용한다. 본 연구 범위에서 DC-AC 컨버터는 Rectifier 동작으로 고정되며, AC 전원(발전기 또는 Shore Power)으로부터 유효전력을 흡수하여 DC 버스 전압을 형성한다. d축 전류 기준값(I_d,ref)은 DC 버스 전압 제어 목표에 따라 설정되며, 단위역률 운전을 기준으로 q축 전류 기준값(I_q,ref)은 0으로 설정한다. 제어기의 상세 구성 및 파라미터는 4장에서 기술한다.
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(XXX 표: DC-AC 컨버터 제어기 파라미터)
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@@ -97,9 +78,37 @@ Inverter 모드(DC → AC)와 Rectifier 모드(AC → DC) 간의 전환은 d축
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### 2.3.1 다중 모듈 확장 구조
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본 연구에서 제안하는 단일 모듈(DC-DC 컨버터 + DC-AC 인버터)을 병렬로 확장함으로써 전기추진 전력 시스템의 법적 이중화 요건을 충족하는 구조를 구성할 수 있다. 각 모듈이 DC 버스 전압만을 인터페이스로 독립적으로 동작하므로, 모듈 수를 증가시키더라도 각 모듈의 제어 로직을 수정할 필요가 없다. 이는 모듈 추가 시 재검증 범위를 최소화하여 시스템 확장성을 높인다.
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각 모듈의 제어 목표가 DC 버스 전압을 기준으로 독립적으로 정의되어 있다는 점은 병렬 확장에서 직접적인 이점으로 이어진다. 동일한 DC 버스에 같은 종류의 모듈을 병렬로 추가할 때, 각 모듈은 별도의 통신이나 제어 로직 수정 없이 DC 버스 전압 상태만을 기준으로 동작을 결정하므로, 병렬 연결만으로 전력 용량을 확장할 수 있다.
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다중 모듈 구성에서 각 모듈은 DC 버스 전압을 공통 인터페이스로 공유하며, 전압 상태에 따라 독립적으로 충방전을 결정한다. 특정 모듈에 고장이 발생하더라도 나머지 모듈이 DC 버스 전압을 유지하며 동작을 지속함으로써 이중화 요건을 만족한다.
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병렬로 연결된 동종 모듈 간 전력 분담은 드룹(Droop) 제어를 통해 구현한다. 드룹 제어는 각 모듈의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 소폭 낮추는 방식으로, 전류가 많이 흐르는 모듈의 전압 기준이 낮아져 자연히 부하가 분산되는 원리이다. 이 역시 모듈 간 직접 통신 없이 DC 버스 전압이라는 공유 물리량을 통해 동작한다는 점에서, 본 시스템의 독립 동작 원리와 일관성을 가진다.
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드룹 제어의 동작 원리를 수식으로 표현하면, 병렬 연결된 모듈 i의 출력 전압 기준값은 다음과 같이 정의된다.
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$$V_{\text{ref},i} = V_{\text{nom}} - R_{d,i} \times I_{o,i}$$
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여기서 $V_{\text{nom}}$은 무부하 시 공칭 전압(640 VDC), $R_{d,i}$는 모듈 i의 드룹 계수(가상 출력 저항), $I_{o,i}$는 모듈 i의 출력 전류이다.
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전력 분담 원리는 다음과 같다. 동일한 드룹 계수 $R_d$를 가진 n개 모듈이 병렬 연결된 정상 상태에서, 공유 DC 버스 전압이 동일하므로 각 모듈의 출력 전류도 균등하게 분담된다. 드룹 계수가 서로 다를 경우, $R_d$가 작은 모듈이 더 많은 전류를 분담하므로 모듈 용량에 비례한 전력 분담도 구현할 수 있다.
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드룹 계수 $R_d$ 설계는 전압 유지 성능과 전류 분담 균등성 사이의 트레이드오프를 수반한다. $R_d$를 크게 잡으면 모듈 간 전류 분담의 균등성이 향상되지만, 전부하 시 DC 버스 전압 강하량 $\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{total}}/n$이 커진다. 반대로 $R_d$를 작게 잡으면 전압 강하는 억제되지만 모듈 간 전류 불균형에 민감해진다.
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본 시스템에서는 DC 버스 전압이 DC-DC 컨버터의 동작 모드(Buck/Boost)를 결정하는 인터페이스 역할을 하므로, 드룹에 의한 전압 강하가 동작 모드 경계를 침범하지 않아야 한다. 실제 구현에서는 전압 측정 오차 $\Delta V_{\text{meas}}$가 유효 전압 강하에 중첩되므로, $R_d$의 상한은 다음 조건을 만족해야 한다.
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$$R_{d,\max} = \frac{\Delta V_{\text{allow}} - \Delta V_{\text{meas}}}{I_{\text{rated}}}$$
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여기서 $\Delta V_{\text{allow}}$는 공칭 전압 $V_{\text{nom}}$에서 최근접 동작 모드 경계까지의 허용 전압 편차, $\Delta V_{\text{meas}}$는 전압 측정 불확도, $I_{\text{rated}}$는 모듈 정격 전류이다.
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한편 전류 분담 관점에서, 측정 오차로 인해 두 모듈이 서로 다른 버스 전압을 인식할 경우 전류 불균형 $\Delta I = \Delta V_{\text{meas}} / R_d$가 발생한다. 허용 전류 불균형 $\Delta I_{\max}$를 기준으로 $R_d$의 하한도 결정된다.
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$$R_{d,\min} = \frac{\Delta V_{\text{meas}}}{\Delta I_{\max}}$$
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결과적으로 드룹 계수는 다음 범위 내에서 설계되어야 한다.
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$$\frac{\Delta V_{\text{meas}}}{\Delta I_{\max}} \leq R_d \leq \frac{\Delta V_{\text{allow}} - \Delta V_{\text{meas}}}{I_{\text{rated}}}$$
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결과적으로 드룹 계수와 히스테리시스 밴드는 다음의 연성 설계 조건 하에서 함께 결정된다. 드룹 계수 $R_d$가 확정되면, $V_L$은 드룹 전압 강하를 수용하도록 $\Delta V_L > R_d \cdot I_{\text{rated}} + \Delta V_{\text{meas}}$를 만족하여 역산하여 확정하고, $V_H$는 상방 측정 오차에 의한 오(誤)전환을 방지하도록 $V_H > V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{meas}}$를 기준으로 설정한다. 구체적인 수치는 4장의 실험 시스템 파라미터 및 측정 환경을 기준으로 결정한다.
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특정 모듈에 고장이 발생하더라도 나머지 모듈은 제어 로직 변경 없이 DC 버스 전압을 기준으로 동작을 지속하므로, 이중화 요건을 자연히 충족한다.
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(XXX 그림: 다중 모듈 병렬 확장 구성도)
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@@ -119,4 +128,8 @@ Inverter 모드(DC → AC)와 Rectifier 모드(AC → DC) 간의 전환은 d축
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## 2.4 소결
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본 장에서는 3레벨 NPC DC-DC 컨버터와 T-type 3레벨 NPC DC-AC 인버터로 구성된 간소화된 모듈식 전력변환 시스템을 제안하였다. DC 버스 전압을 모듈 간 유일한 인터페이스로 활용하여 통신 없이 동작하는 제어를 구현하였으며, 히스테리시스 밴드를 통해 채터링을 억제하고 안정적인 모드 전환이 이루어짐을 확인하였다. 또한 단일 모듈의 병렬 확장으로 이중화 요건을 충족하는 구조의 유효성을 시뮬레이션으로 검증하였다.
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본 장에서는 DC 버스 전압을 공유 기준으로 삼아 각 모듈이 통신 없이 독립적으로 동작하는 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 이 구조가 안정적으로 성립하기 위한 두 핵심 제어 파라미터—히스테리시스 밴드와 드룹 계수—의 설계 조건을 도출하였다.
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히스테리시스 밴드($V_L$, $V_H$)는 DC-DC 컨버터의 Buck/Boost 모드 전환 임계값으로, 안티-채터링 조건과 드룹 전압 강하 수용 조건을 동시에 만족하도록 설계되어야 한다. 드룹 계수 $R_d$는 병렬 모듈 간 전력 분담의 균등성과 DC 버스 전압 유지 성능 사이의 트레이드오프를 결정하며, 전압 측정 오차 $\Delta V_{\text{meas}}$를 반영한 상·하한 범위 내에서 선정된다. 두 파라미터는 서로 연성되어 있으며, $R_d$ 확정 후 드룹 전압 강하를 수용하는 방향으로 $V_L$을 역산하는 순서로 설계가 완결된다.
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이 독립 동작 원리는 병렬 확장 시에도 그대로 유지된다. 드룹 제어를 통한 모듈 간 전력 분담이 통신 없이 이루어지며, 단일 모듈 고장 시 나머지 모듈이 DC 버스 전압 기준으로 즉각 Boost 동작으로 전환함으로써 이중화 요건을 자연히 충족하는 구조의 유효성을 시뮬레이션으로 확인하였다.
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