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Thesis/Master_260531/Latex__.md

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+title: Help
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+dateCreated: 2026-05-31T11:17:09.101Z
+---
+
+# Voltage Sag Type Classification and Effect on DQ-axis PI Current Controller
+
+---
+
+## 1. Voltage Sag Type Definition
+
+Voltage Sag is classified into three types based on the symmetry of the three-phase voltage vectors [1].  
+Let $\bar{V}_S$ denote the sag voltage and $\bar{V}_N$ the pre-sag (normal) voltage, where $|\bar{V}_S| < |\bar{V}_N|$.
+
+---
+
+### 1.1 Type I
+
+A Type I sag is characterised by a reduction in magnitude of one phase while the remaining two phases retain normal symmetry:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_S$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_S - \frac{1}{2}j\bar{V}_N\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_S + \frac{1}{2}j\bar{V}_N\sqrt{3}$$
+
+---
+
+### 1.2 Type II
+
+A Type II sag occurs when one phase retains the normal voltage while the other two phases are reduced:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_N$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_N - \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_N + \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+---
+
+### 1.3 Type III
+
+A Type III sag is a balanced three-phase sag in which all three phases reduce symmetrically:
+
+$$\bar{U}_a = \bar{V}_S$$
+
+$$\bar{U}_b = -\frac{1}{2}\bar{V}_S - \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+$$\bar{U}_c = -\frac{1}{2}\bar{V}_S + \frac{1}{2}j\bar{V}_S\sqrt{3}$$
+
+---
+
+## 2. Symmetrical Component Decomposition
+
+Any unbalanced three-phase voltage can be decomposed into positive-sequence ($V^+$), negative-sequence ($V^-$), and zero-sequence ($V^0$) components using Fortescue's theorem:
+
+$$\begin{bmatrix} V^0 \\ V^+ \\ V^- \end{bmatrix} = \frac{1}{3} \begin{bmatrix} 1 & 1 & 1 \\ 1 & a & a^2 \\ 1 & a^2 & a \end{bmatrix} \begin{bmatrix} \bar{U}_a \\ \bar{U}_b \\ \bar{U}_c \end{bmatrix}, \quad a = e^{j\frac{2\pi}{3}}$$
+
+---
+
+### 2.1 Type I — Sequence Components
+
+Substituting Type I voltages:
+
+$$V^+ = \frac{\bar{V}_S + \bar{V}_N}{2}$$
+
+$$V^- = \frac{\bar{V}_S - \bar{V}_N}{2}$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+Hence, Type I contains both positive- and negative-sequence components, with magnitudes:
+
+$$|V^+| = \frac{V_S + V_N}{2}, \qquad |V^-| = \frac{|V_N - V_S|}{2}$$
+
+---
+
+### 2.2 Type II — Sequence Components
+
+Substituting Type II voltages:
+
+$$V^+ = \frac{\bar{V}_N + \bar{V}_S}{2}$$
+
+$$V^- = \frac{\bar{V}_N - \bar{V}_S}{2}$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+The negative-sequence magnitude in Type II:
+
+$$|V^-|_{\text{II}} = \frac{V_N - V_S}{2}$$
+
+> Note: $|V^-|_{\text{II}} = |V^-|_{\text{I}}$; however, the phase relationship differs, resulting in different vector diagrams.
+
+---
+
+### 2.3 Type III — Sequence Components
+
+Substituting Type III (balanced) voltages:
+
+$$V^+ = \bar{V}_S$$
+
+$$V^- = 0$$
+
+$$V^0 = 0$$
+
+Type III contains **only a positive-sequence component**. No negative-sequence component is present.
+
+---
+
+## 3. Effect on DQ-axis PI Current Controller
+
+In the synchronous reference frame (SRF), the three-phase voltages are transformed via the Park transformation at angular frequency $\omega$:
+
+$$\begin{bmatrix} v_d \\ v_q \end{bmatrix} = T(\omega t) \begin{bmatrix} v_\alpha \\ v_\beta \end{bmatrix}, \qquad T(\theta) = \begin{bmatrix} \cos\theta & \sin\theta \\ -\sin\theta & \cos\theta \end{bmatrix}$$
+
+The positive-sequence component rotates at $+\omega$ and maps to **DC values** in the SRF.  
+The negative-sequence component rotates at $-\omega$ and therefore appears as an **AC ripple at $2\omega$** in the SRF:
+
+$$v_d = V^+_d + V^-\cos(2\omega t + \phi^-), \qquad v_q = V^+_q - V^-\sin(2\omega t + \phi^-)$$
+
+---
+
+### 3.1 Type III — No Ripple
+
+Since $V^- = 0$:
+
+$$v_d = V_S, \qquad v_q = 0$$
+
+Only DC components appear in the dq-frame. The PI controller tracks the reference without steady-state error.
+
+---
+
+### 3.2 Type I — $2\omega$ Ripple
+
+With $|V^-| = \frac{V_N - V_S}{2}$:
+
+$$v_d = \frac{V_S + V_N}{2} + \frac{V_N - V_S}{2}\cos(2\omega t)$$
+
+$$v_q = -\frac{V_N - V_S}{2}\sin(2\omega t)$$
+
+The $2\omega$ (120 Hz) AC ripple in $v_d$ and $v_q$ **cannot be suppressed by a standard PI controller**, which is designed for DC reference tracking.  
+This leads to:
+- Steady-state current tracking error
+- Power factor degradation
+- Increased reactive power demand
+
+---
+
+### 3.3 Type II — $2\omega$ Ripple (Same Magnitude, Different Phase)
+
+With $|V^-| = \frac{V_N - V_S}{2}$:
+
+$$v_d = \frac{V_N + V_S}{2} + \frac{V_N - V_S}{2}\cos(2\omega t + \Delta\phi)$$
+
+$$v_q = -\frac{V_N - V_S}{2}\sin(2\omega t + \Delta\phi)$$
+
+The ripple magnitude is identical to Type I, but the phase offset $\Delta\phi$ differs due to the different vector configuration. The PI controller exhibits the same inability to track the $2\omega$ disturbance.
+
+---
+
+## 4. Summary
+
+| Sag Type | Negative Sequence | $2\omega$ Ripple | PI Tracking |
+|:---:|:---:|:---:|:---:|
+| Type III | None | None | Possible |
+| Type I | $\frac{V_N - V_S}{2}$ | Present | Impaired |
+| Type II | $\frac{V_N - V_S}{2}$ | Present | Impaired |
+
+In a weak grid environment such as a ship or small harbor power system, the occurrence of Type I or Type II voltage sags introduces negative-sequence components that induce $2\omega$ oscillations in the synchronous reference frame. Since a conventional PI controller cannot reject these oscillations, current control performance degrades, leading to reactive power increase, cascading voltage instability, and potential overcurrent protection trips.
+
+---
+
+## References
+
+[1] M. H. J. Bollen, *Understanding Power Quality Problems: Voltage Sags and Interruptions*. IEEE Press, 2000.

Thesis/Master_Thesis/260512/Paper.html

@@ -0,0 +1,39 @@
+<!--
+title: Chapter 1
+description: 
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+date: 2026-05-13T18:16:43.126Z
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+dateCreated: 2026-05-12T08:58:11.875Z
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+
+<h1 id="h-1-서론" class="toc-header"> 1. 서론</h1>
+<h2 id="h-11-연구-배경" class="toc-header"> 1.1 연구 배경</h2>
+<p>국제해사기구(IMO)는 2050년 탄소중립을 목표로 온실가스 감축 전략을 강화하고 있으며, 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 있다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상시킬 수 있어, 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 [1].</p>
+<p>선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 즉각 상실하여 인명 안전에 심각한 위협이 된다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)는 발전기 1기 상실 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지 또는 복구될 것을 규정하고 있으며 [2], IEC 60092-501 및 KR 강선규칙 제6편은 이를 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체의 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다 [3][4]. 국내에서도 해양수산부 「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 [5].</p>
+<p>현행 전기추진 시스템은 통합 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성(Inflexibility) 문제를 야기한다. 이를 해결하기 위한 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스나 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있었다 [X]. 따라서 별도의 통신 선로 없이 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.</p>
+<p>(XXX 그림: 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)</p>
+<p>모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 적용되기 위해서는 인증 효율화뿐 아니라, 가변적이고 불안정한 선박 전원 환경에서도 안정적으로 동작해야 한다. 선급 규정(IEC 60092-501, IEC 60092-101)은 정상 상태 AC 전압에서의 고조파 왜곡(THD) 요건만을 명시하고 있으나 [3][6], 실제 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가진다 [7]. 비정상적인 AC 입력 전압의 고조파 왜곡(V-THD)은 정류부의 전류 파형을 왜곡시켜 전류 고조파(I-THD)를 악화시키며, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동을 초래할 수 있다. 그럼에도 불구하고 이러한 비정상 AC 입력 환경에서의 I-THD 억제에 대한 구체적인 제어 전략은 현행 규정 및 선행 연구에서 미비한 실정이다.</p>
+<p>(XXX 그림: 선박 약계통에서 V-THD가 I-THD에 미치는 영향 파형 개념도)</p>
+<h2 id="h-12-연구-목적-및-내용" class="toc-header"> 1.2 연구 목적 및 내용</h2>
+<p>본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 해결하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 각 1기로 구성된 640VDC DC 링크 기반의 모듈화 전력변환 시스템을 제안한다. 이를 위해 500VDC 전원·부하 시뮬레이터와 380VAC 전원·부하 시뮬레이터를 양 단에 배치하고, 640VDC의 공유 DC 링크를 중심으로 양방향 3레벨 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 인버터를 연동한 실험 플랫폼을 구축하여 시스템의 동작 특성을 실험적으로 검증한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.</p>
+<p>첫째, 간소화된 모듈식 전력변환 시스템을 설계한다. DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 두 모듈만으로 시스템을 구성하여 부피와 중량을 절감하고, DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 활용하여 통신 없이 동작하는 제어를 설계한다. 이를 통해 통신 장애 시에도 기본 동작이 유지되는 강건성을 확보하며, 모듈 단위 독립 형식승인이 가능한 구조로 선급 인증 효율화에 기여한다. 또한 단일 모듈의 병렬 확장으로 법적 이중화 요건을 충족하는 구조를 시뮬레이션으로 검증한다.</p>
+<p>둘째, 열악한 AC 전원 환경에서의 충전 전력 품질 개선 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인한 V-THD 변동 문제를 문헌 및 시뮬레이션으로 확인하고, 이러한 환경에서 충전 시 DC 버스 측에 발생하는 문제를 실험으로 확인한다. 이를 바탕으로 I-THD를 억제하는 제어 전략을 제안하고 실험으로 검증하며, 주어진 악조건에서도 IEC 60092-501 및 IEC 60092-101의 THD 요건을 만족함을 확인한다.</p>
+<p>본 연구에서는 개념 검증(Proof of Concept)을 위해 640VDC 시스템을 기준으로 설계 및 실험을 수행하였으며, 제안하는 제어 전략과 시스템 구조는 DC 링크 전압 레벨에 독립적으로 적용 가능하여 750VDC를 비롯한 다양한 전압 레벨의 시스템으로 확장될 수 있다.</p>
+<h2 id="h-13-논문-구성" class="toc-header"> 1.3 논문 구성</h2>
+<p>본 논문의 구성은 다음과 같다.</p>
+<p>2장에서는 간소화된 모듈식 전력변환 시스템의 설계와 DC 버스 전압 기반 제어 방법을 기술하고, 다중 모듈 확장 시 이중화 동작을 시뮬레이션으로 검증한다.</p>
+<p>3장에서는 선박 AC 전원의 약계통 특성 및 V-THD 문제를 분석하고, 열악한 AC 입력 환경에서의 I-THD 억제 제어 전략을 제안하며 실험으로 검증한다.</p>
+<p>4장에서는 제안된 시스템의 실험 환경 구성과 각 챕터의 실험 결과를 종합적으로 제시한다.</p>
+<p>5장에서는 본 연구의 결론과 향후 연구 방향을 기술한다.</p>
+<hr>
+<h2 id="참고문헌" class="toc-header"> 참고문헌</h2>
+<p>[1] 해양수산부, 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률」, 2020.</p>
+<p>[2] IMO, <em>SOLAS Consolidated Edition</em>, Ch. II-1, Reg. 40–41, International Maritime Organization, London.</p>
+<p>[3] IEC 60092-501:2013, <em>Electrical installations in ships – Part 501: Special features – Electric propulsion plant</em>, IEC, Geneva.</p>
+<p>[4] Korean Register (KR), <em>Rules for the Classification of Steel Ships, Part 6</em>, 2024.</p>
+<p>[5] 해양수산부, 「전기추진 선박기준」, 해양수산부 고시, 2024.</p>
+<p>[6] IEC 60092-101, <em>Electrical installations in ships – Part 101: Definitions and general requirements</em>, IEC, Geneva.</p>
+<p>[7] ⚠️ 선박 발전기 약계통 V-THD 변동 관련 문헌 — 확인 필요.</p>
+<p>[X] ⚠️ 기존 모듈화 연구의 통신 의존성 한계 관련 문헌 — 확인 필요.</p>

Thesis/Master_Thesis/260512/Paper.md

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+title: Chapter 1
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+date: 2026-05-12T08:58:11.875Z
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+dateCreated: 2026-05-12T08:58:11.875Z
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+
+# 1. 서론
+
+## 1.1 연구 배경
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년 탄소중립을 목표로 온실가스 감축 전략을 강화하고 있으며, 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 있다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상시킬 수 있어, 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 [1].
+
+선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 즉각 상실하여 인명 안전에 심각한 위협이 된다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)는 발전기 1기 상실 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지 또는 복구될 것을 규정하고 있으며 [2], IEC 60092-501 및 KR 강선규칙 제6편은 이를 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체의 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다 [3][4]. 국내에서도 해양수산부 「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 [5].
+
+현행 전기추진 시스템은 통합 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성(Inflexibility) 문제를 야기한다. 이를 해결하기 위한 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스나 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있었다 [X]. 따라서 별도의 통신 선로 없이 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+(XXX 그림: 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)
+
+모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 적용되기 위해서는 인증 효율화뿐 아니라, 가변적이고 불안정한 선박 전원 환경에서도 안정적으로 동작해야 한다. 선급 규정(IEC 60092-501, IEC 60092-101)은 정상 상태 AC 전압에서의 고조파 왜곡(THD) 요건만을 명시하고 있으나 [3][6], 실제 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가진다 [7]. 비정상적인 AC 입력 전압의 고조파 왜곡(V-THD)은 정류부의 전류 파형을 왜곡시켜 전류 고조파(I-THD)를 악화시키며, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동을 초래할 수 있다. 그럼에도 불구하고 이러한 비정상 AC 입력 환경에서의 I-THD 억제에 대한 구체적인 제어 전략은 현행 규정 및 선행 연구에서 미비한 실정이다.
+
+(XXX 그림: 선박 약계통에서 V-THD가 I-THD에 미치는 영향 파형 개념도)
+
+## 1.2 연구 목적 및 내용
+
+본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 해결하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 각 1기로 구성된 640VDC DC 링크 기반의 모듈화 전력변환 시스템을 제안한다. 이를 위해 500VDC 전원·부하 시뮬레이터와 380VAC 전원·부하 시뮬레이터를 양 단에 배치하고, 640VDC의 공유 DC 링크를 중심으로 양방향 3레벨 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 인버터를 연동한 실험 플랫폼을 구축하여 시스템의 동작 특성을 실험적으로 검증한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.
+
+첫째, 간소화된 모듈식 전력변환 시스템을 설계한다. DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 두 모듈만으로 시스템을 구성하여 부피와 중량을 절감하고, DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 활용하여 통신 없이 동작하는 제어를 설계한다. 이를 통해 통신 장애 시에도 기본 동작이 유지되는 강건성을 확보하며, 모듈 단위 독립 형식승인이 가능한 구조로 선급 인증 효율화에 기여한다. 또한 단일 모듈의 병렬 확장으로 법적 이중화 요건을 충족하는 구조를 시뮬레이션으로 검증한다.
+
+둘째, 열악한 AC 전원 환경에서의 충전 전력 품질 개선 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인한 V-THD 변동 문제를 문헌 및 시뮬레이션으로 확인하고, 이러한 환경에서 충전 시 DC 버스 측에 발생하는 문제를 실험으로 확인한다. 이를 바탕으로 I-THD를 억제하는 제어 전략을 제안하고 실험으로 검증하며, 주어진 악조건에서도 IEC 60092-501 및 IEC 60092-101의 THD 요건을 만족함을 확인한다.
+
+본 연구에서는 개념 검증(Proof of Concept)을 위해 640VDC 시스템을 기준으로 설계 및 실험을 수행하였으며, 제안하는 제어 전략과 시스템 구조는 DC 링크 전압 레벨에 독립적으로 적용 가능하여 750VDC를 비롯한 다양한 전압 레벨의 시스템으로 확장될 수 있다.
+
+## 1.3 논문 구성
+
+본 논문의 구성은 다음과 같다.
+
+2장에서는 간소화된 모듈식 전력변환 시스템의 설계와 DC 버스 전압 기반 제어 방법을 기술하고, 다중 모듈 확장 시 이중화 동작을 시뮬레이션으로 검증한다.
+
+3장에서는 선박 AC 전원의 약계통 특성 및 V-THD 문제를 분석하고, 열악한 AC 입력 환경에서의 I-THD 억제 제어 전략을 제안하며 실험으로 검증한다.
+
+4장에서는 제안된 시스템의 실험 환경 구성과 각 챕터의 실험 결과를 종합적으로 제시한다.
+
+5장에서는 본 연구의 결론과 향후 연구 방향을 기술한다.
+
+---
+
+## 참고문헌
+
+[1] 해양수산부, 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률」, 2020.
+
+[2] IMO, *SOLAS Consolidated Edition*, Ch. II-1, Reg. 40–41, International Maritime Organization, London.
+
+[3] IEC 60092-501:2013, *Electrical installations in ships – Part 501: Special features – Electric propulsion plant*, IEC, Geneva.
+
+[4] Korean Register (KR), *Rules for the Classification of Steel Ships, Part 6*, 2024.
+
+[5] 해양수산부, 「전기추진 선박기준」, 해양수산부 고시, 2024.
+
+[6] IEC 60092-101, *Electrical installations in ships – Part 101: Definitions and general requirements*, IEC, Geneva.
+
+[7] ⚠️ 선박 발전기 약계통 V-THD 변동 관련 문헌 — 확인 필요.
+
+[X] ⚠️ 기존 모듈화 연구의 통신 의존성 한계 관련 문헌 — 확인 필요.

Thesis/Master_Thesis/260512/chapter2.md

@@ -0,0 +1,267 @@
+---
+title: Chapter 2
+description: 
+published: true
+date: 2026-05-14T02:08:45.297Z
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+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-12T08:58:49.397Z
+---
+
+# 2. 간소화된 모듈식 전력변환 시스템의 제어 파라미터 설계
+
+## 2.1 시스템 구성
+
+본 시스템은 640VDC 링크를 통해 구조적으로 분리된 DC-DC 및 DC-AC 컨버터로 구성된다. 640VDC는 시스템의 설계 정격 및 실험 환경의 가용 범위를 고려하여 선정한 값이다. 각 모듈은 상대의 내부 상태를 공유하는 대신 DC 버스 전압만을 관측하여 제어를 수행하며, 이러한 구조 덕분에 통신 없이도 전압 기반의 즉각적인 모듈 간 협조가 가능하다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈식 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+DC-AC 컨버터는 발전기 또는 육상 전원(Shore Power)의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 보내는 역할을 수행한다. 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터의 동작을 정류기(Rectifier) 모드로 고정하였으나, 본 시스템에서 제안하는 제어 알고리즘은 이론적으로 전력의 방향과 무관하게 적용 가능하다. DC-DC 컨버터는 배터리측과 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 버스 전압이 설정 상한 이상으로 상승하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 회수하는 Buck(충전) 모드로, 설정 하한 이하로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 Boost(방전) 모드로 동작한다. DC-DC 컨버터는 오직 DC 버스 전압 레벨만으로 자신의 동작 모드를 결정한다. 각 모듈의 회로 구성 및 주요 사양은 4장에서 기술한다.
+
+본 장에서 제안하는 내용은 히스테리시스 밴드와 드룹 제어라는 개별적으로는 잘 알려진 두 기법을, DC 버스 전압을 유일한 공유 기준으로 삼는 독립 동작 구조에 일관되게 적용하기 위한 설계 절차이다. 개별 기법의 단순 적용을 넘어, 선급 인증 기준(KRS $\pm 10\,\%$)을 물리적 파라미터 설계의 결정론적 경계 조건으로 치환하는 설계 프레임워크를 정립한 것에 본 장의 차별성이 있다. 이하에서는 설계 기준 수립, 히스테리시스 밴드 설계, 드룹 계수 설계의 순서로 전개한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 2.2 설계 기준
+
+### 2.2.1 허용 전압 편차
+
+히스테리시스 밴드와 드룹 계수의 설계 범위는 공통적으로 DC 버스 전압의 허용 편차에 의해 상한이 결정된다.
+
+설계 상한의 근거는 선급 인증 기준이다. 한국선급(KRS) 선급 및 강선규칙 제6편 표 6.1.2(b)는 직류 배전계통의 정상상태 전압 허용 한계를 공칭 전압 대비 $\pm 10\,\%$로 규정한다\[4\]. 본 시스템의 공칭 DC 링크 전압 $V_{\text{nom}}$를 기준으로 최대 허용 전압 편차는 다음과 같이 정의된다.
+
+$$
+\Delta V_{\text{allow}} = 0.1 \times V_{\text{nom}}
+$$
+
+DC 마이크로그리드 드룹 제어 관련 문헌\[IEEE 6953474\]에서는 케이블 저항 전압 강하와 드룹 전압 강하를 합산하여 전체 허용 편차 내에서 배분하는 설계 방법을 제시하며, 드룹 전압 강하를 허용 편차의 $5\,\%$로 제한하는 사례를 다룬다. 본 설계에서는 KRS $\pm 10\,\%$ 기준을 공통 구속 상한으로 채택하고, 각 파라미터를 독립적으로 결정한다. 구체적인 수치는 2.3절 및 2.4절에서 전개한다.
+
+### 2.2.2 측정 오차 및 유효 전압 편차
+
+히스테리시스 밴드와 드룹 계수는 모두 DC 버스 전압 측정값을 기준으로 동작하므로, 하드웨어 측정 오차가 설계 하한을 결정한다. 전압 측정 최소 분해능 $\Delta V_{\text{meas}}$는 ADC 비트 수와 센싱 회로 최대 입력 전압으로부터 산출된다.
+
+$$\Delta V_{\text{meas}} = \frac{V_{\text{sense,max}}}{2^{N_{\text{ADC}}}}$$
+
+전력 변환 시스템에서 DC 버스 전압 측정에 영향을 미치는 지배적 교란은 스위칭 동작에서 기인한 리플이다. 필터 부품 허용 오차나 센서 선형성 오차 등 부차적 오차 요인은 스위칭 리플에 비해 미미하므로 본 분석에서는 고려하지 않는다. KRS는 DC 배전계통의 최대 전압 리플을 $V_{\text{nom}}$의 $10\,\%$ 이내로 제한하므로, 측정 회로에 입력되는 worst-case 리플 진폭을 $0.1\,V_{\text{nom}}$으로 정의한다. 실제 컨버터 출력 리플은 통상 $V_{\text{nom}}$의 1~3\% 수준으로 설계되나, 본 설계에서는 운전 조건 변화나 부품 열화에 의한 리플 증가에도 설계 유효성이 유지되도록 강건성을 확보하기 위해 KRS 허용 상한을 worst-case로 채택한다. 이를 충분히 감쇄하기 위해 위상 지연 최소화와 리플 감쇄 능력 사이의 절충안으로서 2차 버터워스(Butterworth) 특성의 LPF를 적용하며, 차단 주파수 $f_c$는 안티에일리어싱($f_c \leq f_s/10$), 리플 감쇄, 위상 지연 세 조건을 동시에 만족해야 한다. 본 시스템에서는 측정 주파수와 제어 실행 주파수가 동일하므로($f_s = 25\,\text{kHz}$), 안티에일리어싱 조건은 제어 루프 안정성 확보와 같은 맥락에서 적용된다.
+
+2차 LPF를 통과한 후 잔류하는 worst-case 리플 진폭, 즉 유효 전압 편차 $\Delta V_{\text{eff}}$는 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta V_{\text{eff}} = \frac{0.1 \times V_{\text{nom}}}{\sqrt{1+\left(f_{\text{sw}}/f_c\right)^4}}$$
+
+$f_c$가 커질수록 $\Delta V_{\text{eff}}$가 증가하여 히스테리시스 밴드 설계 여유와 $V_{\text{ref,AC}}$ 허용 범위가 좁아지므로, 허용 전압 범위 제약을 고려하여 $f_c$를 선정하여야 한다. 또한 2차 LPF의 위상 지연은 $\phi = -2\arctan(f_{\text{bw}}/f_c)$로, $f_c$가 작을수록 제어 대역폭에서의 위상 지연이 증가한다. 여기서 $f_{\text{bw}}$는 제어 루프의 유효 대역폭이며, 제어 실행 주파수($f_s = 25\,\text{kHz}$)와는 구별된다. 이 두 조건의 균형을 고려하여 본 논문에서는 $f_c = 2\,\text{kHz}$로 선정한다. $f_{\text{bw}} = 100\,\text{Hz}$ 기준 위상 지연은 $\phi = -2\arctan(100/2000) = -5.72°$로 제어 안정성에 미치는 영향이 미미하다.
+
+$f_s = 25\,\text{kHz}$, $f_{\text{sw}} = 10\,\text{kHz}$, $f_c = 2\,\text{kHz}$, $V_{\text{sense,max}} = 800\,\text{V}$, $N_{\text{ADC}} = 12\,\text{bit}$를 적용하면 각 수치는 다음과 같이 결정된다.
+
+$$\Delta V_{\text{meas}} = \frac{800}{4096} \approx 0.195\,\text{V}$$
+
+$$\Delta V_{\text{eff}} = \frac{0.1 \times 640}{\sqrt{1+(10{,}000/2{,}000)^4}} = \frac{64}{\sqrt{626}} \approx 2.56\,\text{V}$$
+
+$$k = \frac{\Delta V_{\text{eff}}}{\Delta V_{\text{meas}}} = \frac{2.56}{0.195} \approx 13, \quad \Delta V_{\text{eff}} = k \cdot \Delta V_{\text{meas}}$$
+
+$k \approx 13$은 필터링 후 잔류 리플이 ADC 분해능의 약 13배임을 의미하며, 스위칭 리플이 전압 측정 정밀도의 지배적 한계 요인임을 나타낸다.
+
+$\Delta V_{\text{allow}}$과 $\Delta V_\text{eff}$ 를 이용하여 히스테리시스 밴드의 최소값, 최대값 $V_\text{hyst,min}, V_\text{hyst,max}$ 을 정의 할 수 있다.
+
+$$
+V_\text{hyst,min} = V_\text{nom} - \Delta V_\text{allow} + \Delta V_\text{eff}
+$$
+
+$$
+V_\text{hyst,max} = V_\text{nom} + \Delta V_\text{allow} - \Delta V_\text{eff}
+$$
+
+$V_\text{hyst,min}, V_\text{hyst,max}$ 에 근거하여 최대 히스테리시스 밴드 폭 $\Delta V_{\text{hyst,gap}}$ 을 정의 할 수 있다.
+
+$$
+\Delta V_{\text{hyst,gap}} = V_\text{hyst,max} - V_\text{hyst,min}
+$$
+
+위 정의가 유효하려면 $V_{\text{hyst,min}} < V_{\text{nom}} < V_{\text{hyst,max}}$이어야 하며, 이를 위해 다음 조건이 성립해야 한다.
+
+$$
+\Delta V_{\text{allow}} > \Delta V_{\text{eff}}
+$$
+
+본 시스템에서 $\Delta V_{\text{allow}} = 64\,\text{V} \gg \Delta V_{\text{eff}} = 2.56\,\text{V}$로 조건을 만족하며, 수치를 대입하면 다음과 같다.
+
+본 시스템에서 $V_{\text{hyst,min}} = 578.6\,\text{V}$, $V_{\text{hyst,max}} = 701.4\,\text{V}$, $\Delta V_{\text{hyst,gap}} = 122.9\,\text{V}$이다.
+
+이상에서 도출한 $V_{\text{hyst,min}}$, $V_{\text{hyst,max}}$는 2.3절에서 실제 설계값의 허용 범위로 사용된다. $k$는 KRS 리플 규정, LPF 설계, ADC 사양으로부터 결정론적으로 도출되었으며, 본 시스템에서 $k \approx 13$으로 확정된다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 2.3 히스테리시스 밴드 설계
+
+### 2.3.1 설계 조건 도출
+
+히스테리시스 밴드는 DC-DC 컨버터의 동작 모드를 결정하는 두 임계값, Buck 전환 임계 $V_{\text{hyst,}H}$와 Boost 전환 임계 $V_{\text{hyst,}L}$로 정의된다. DC 버스 전압이 $V_{\text{hyst,}H}$를 초과하면 Buck(충전) 모드로, $V_{\text{hyst,}L}$ 미만으로 강하하면 Boost(방전) 모드로 전환하며, 그 사이에서는 현재 모드를 유지한다.
+
+$$V_{\text{hyst,}L} < V_{\text{bus}} < V_{\text{hyst,}H} \quad \Rightarrow \quad \text{현재 모드 유지}$$
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+본 절에서는 2.2.2절에서 확정한 허용 범위 내에서 $V_{\text{hyst,}L}$과 $V_{\text{hyst,}H}$의 실제 값을 결정한다. 두 임계값은 다음 조건을 만족해야 한다.
+
+$$V_{\text{hyst,min}} \leq V_{\text{hyst,}L} < V_{\text{nom}} < V_{\text{hyst,}H} \leq V_{\text{hyst,max}}$$
+
+(XXX 표: DC-DC 컨버터 제어기 파라미터)
+
+### 2.3.2 배터리 방전 시 (Battery → DC/DC → DC link)
+
+DC 버스 전압이 $V_{\text{hyst,}L}$ 미만으로 강하하면 DC-DC 컨버터는 Boost(방전) 모드로 전환하여 배터리로부터 DC 링크로 전력을 공급한다. 이 동작이 측정 오차에 의하여 영향 받지 않으려면 다음의 조건을 만족해야 한다.
+
+$$V_{\text{nom}} - V_{\text{hyst,}L} > \Delta V_{\text{eff}}$$
+
+$V_{\text{hyst,}L}$ 선정 시 노이즈 면역과 과도 응답 속도 사이의 트레이드오프를 고려해야 한다. $V_{\text{hyst,}L}$을 $V_{\text{nom}}$에서 멀리 설정할수록 채터링 면역은 향상되며 Droop 제어 안정성 역시 향상되지만, 과도 상태에서 DC 버스의 전압 강하가 커지게 된다. 본 설계에서는 허용 범위의 중간값을 기준값으로 채택한다. 중간값 채택 시 $V_{\text{hyst,}L} - V_{\text{hyst,min}}$으로 표현되는 오동작 마진과 $V_{\text{nom}} - V_{\text{hyst,}L}$으로 표현되는 과도 응답 마진이 동등하게 확보된다. 본 시스템은 충전 및 방전 동작에 대한 비대칭적 우선순위 요건이 없으므로, 두 마진의 1:1 균등 배분이 설계상 적합하다.
+
+$$V_{\text{hyst,}L} = V_\text{nom} - \frac{V_{\text{nom}} - V_\text{hyst,min}}{2}$$
+
+본 시스템에서 $V_{\text{hyst,}L} = 609.3\,\text{V}$이며, $V_{\text{nom}} - V_{\text{hyst,}L} = 30.7\,\text{V} \gg \Delta V_{\text{eff}} = 2.56\,\text{V}$로 오동작 방지 조건을 충분히 만족한다. 실제 적합성은 2.5절 시뮬레이션으로 확인한다. 복수의 DC-DC 모듈이 병렬로 Boost 동작할 경우, 모듈 간 전류 분담은 드룹 제어로 결정된다. 드룹에 의한 정상상태 전압이 KRS 하한 $V_{\text{nom}} - \Delta V_{\text{allow}}$를 침범하지 않는 조건은 2.4.1절의 드룹 계수 상한에 의해 보장된다.
+
+### 2.3.3 배터리 충전 시 (DC link → DC/DC → Battery)
+
+DC 버스 전압이 $V_{\text{hyst,}H}$를 초과하면 DC-DC 컨버터는 Buck(충전) 모드로 전환하여 DC 링크로부터 배터리로 전력을 회수한다. 본 시스템에서 DC-AC 정류기는 DC 버스를 $V_{\text{nom}}$보다 높은 레퍼런스 전압 $V_{\text{ref,AC}}$로 유지하므로, DC-AC가 운전 중이면 DC 버스 전압이 $V_{\text{ref,AC}}$로 상승하여 자연스럽게 $V_{\text{hyst,}H}$를 초과하고 Buck 모드 진입을 트리거한다.
+
+$V_{\text{hyst,}H}$는 다음 두 조건을 동시에 만족해야 한다.
+
+$$V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{eff}} < V_{\text{hyst,}H} < V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}} - \Delta V_{\text{eff}}$$
+
+첫 번째 부등식은 $V_{\text{nom}}$ 근방의 측정 오차에 의한 오전환을 방지하고, 두 번째 부등식은 DC-AC가 드룹 제어로 운전 중일 때 실제 버스 전압 $V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}}$이 $V_{\text{hyst,}H}$를 측정 오차와 무관하게 확실히 초과하도록 보장한다. $\Delta V_{\text{droop}}$는 2.4절에서 결정되는 DC-AC 드룹 전압 강하이다. 본 설계에서는 두 경계의 중간값을 채택한다.
+
+$$V_{\text{hyst,}H} = \frac{(V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{eff}}) + (V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}} - \Delta V_{\text{eff}})}{2} = \frac{V_{\text{nom}} + V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}}}{2}$$
+
+$V_{\text{ref,AC}}$는 위 부등식의 범위가 유효하려면 다음 최소값 조건을 만족해야 한다.
+
+$$V_{\text{ref,AC}} > V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{droop}} + 2\,\Delta V_{\text{eff}}$$
+
+선급 허용 상한 이내로 동작을 보장하기 위한 ($V_{\text{ref,AC}} \leq V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{allow}}$), $V_{\text{ref,AC}}$의 허용 범위는 다음과 같다.
+
+$$V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{droop}} + 2\,\Delta V_{\text{eff}} < V_{\text{ref,AC}} \leq V_{\text{hyst,max}}$$
+
+$V_{\text{hyst,}H}$ 하한은 $V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{eff}} = 642.6\,\text{V}$이다. $\Delta V_{\text{droop,min}} = 5.12\,\text{V}$를 적용하면 $V_{\text{ref,AC}}$의 허용 범위는 $650.2\,\text{V} < V_{\text{ref,AC}} \leq 701.4\,\text{V}$이다. 본 시스템에서는 실험 환경의 가용 범위를 고려하여 $V_{\text{ref,AC}} = 660\,\text{V}$로 선정한다. 이는 허용 범위 하한 대비 $9.8\,\text{V}$의 설계 여유로, 여유가 다소 빠듯하나 실험 환경의 제약을 고려한 선정이다. $V_{\text{ref,AC}} \leq V_{\text{hyst,max}}$ 조건이 만족되면 $V_{\text{hyst,}H}$도 자동으로 KRS 범위를 준수한다. 단, 본 설계는 DC-AC 정류기가 정격 범위 내에서 운전되어 $V_{\text{ref,AC}}$를 유지할 수 있음을 전제로 한다. 정격을 초과하는 과부하로 인해 $V_{\text{ref,AC}}$가 설계값 이하로 처지는 조건은 본 설계의 적용 범위를 벗어나며, 이에 대한 검토는 2.5.2절 시뮬레이션에서 확인한다. 복수의 DC-DC 모듈이 병렬로 Buck 동작할 경우에도 드룹 제어에 의해 충전 전류가 균등 분담되며, 이때의 드룹 전압 강하가 허용치를 침범하지 않는 조건은 2.4절에서 함께 확인한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 2.4 드룹 계수 설계
+
+### 2.4.1 설계 조건 도출
+
+드룹 제어는 병렬 연결된 동종 모듈 $i$의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 낮춤으로써, 통신 없이 부하를 자연 분산시키는 방식이다.
+
+$$V_{\text{ref},i} = V_{\text{nom}} - R_{d,i} \times I_{o,i}$$
+
+여기서 $R_{d,i}$는 모듈 $i$의 드룹 계수(가상 출력 저항), $I_{o,i}$는 출력 전류이다. 동일한 $R_d$를 가진 $n$개 모듈이 병렬 운전되면 공유 DC 버스 전압이 동일하므로 출력 전류는 균등 분담된다.
+
+드룹 계수 설계는 전압 유지 성능과 전류 분담 균등성 사이의 트레이드오프를 수반한다. $R_d$가 크면 분담 균등성은 향상되지만 정상상태 전압 강하 $\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{rated}}$가 증가하며, $R_d$가 작으면 전압 강하는 억제되지만 측정 오차에 의한 전류 불균형에 민감해진다.
+
+병렬 운전 중 모듈 $i$와 모듈 $j$의 측정 오차가 각각 $+\Delta V_{\text{eff}}$, $-\Delta V_{\text{eff}}$로 동시에 발생하는 worst-case를 고려하면, 두 모듈이 인식하는 DC 버스 전압 차이는 최대 $2\,\Delta V_{\text{eff}}$에 달한다. 드룹 신호 $\Delta V_{\text{droop}}$가 이 불확실성보다 작으면 전류 불균형이 드룹 제어에 의한 것인지 측정 오차에 의한 것인지 구별할 수 없으므로, 드룹 전압 강하의 최소값은 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta V_{\text{droop,min}} = 2\,\Delta V_{\text{eff}} = 5.12\,\text{V}$$
+
+한편, 정격 부하 시 드룹 전압 강하가 $(V_{\text{ref,AC}} - V_{\text{nom}}) - 2\,\Delta V_{\text{eff}}$를 초과하면 DC-AC 버스 전압이 $V_{\text{nom}} + 2\,\Delta V_{\text{eff}}$ 이하로 내려가 $V_{\text{hyst,}H}$와의 구분이 불명확해진다. 따라서 드룹 전압 강하의 최대값은 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta V_{\text{droop,max}} = (V_{\text{ref,AC}} - V_{\text{nom}}) - 2\,\Delta V_{\text{eff}} = (660 - 640) - 5.12 = 14.88\,\text{V}$$
+
+본 시스템에서 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 컨버터 모두 4kW급 설계를 기준으로 하며, 설계 마진을 보수적으로 확보하기 위해 정격 전류를 상향 조정하여 정수값으로 선정한다. 공칭 전압 $V_{\text{nom}} = 640\,\text{V}$ 기준 4kW는 6.25A이므로, 이를 상향 조정하여 $I_{\text{rated}} = 7\,\text{A}$ ($640\,\text{V} \times 7\,\text{A} = 4{,}480\,\text{W}$, 4kW급)로 선정한다. 이는 DC-DC 컨버터와 DC-AC 컨버터 양측에 동일하게 적용된다.
+
+이를 정격 전류 $I_{\text{rated}}$로 나누어 $R_d$의 허용 범위를 결정한다.
+
+$$\frac{\Delta V_{\text{droop,min}}}{I_{\text{rated}}} \leq R_d \leq \frac{\Delta V_{\text{droop,max}}}{I_{\text{rated}}}$$
+
+수치를 대입하면 드룹 계수의 허용 범위는 다음과 같다.
+
+$$\frac{5.12}{7} \leq R_d \leq \frac{14.88}{7} \quad \Rightarrow \quad 0.73\,\Omega \leq R_d \leq 2.13\,\Omega$$
+
+$R_d$ 상한 적용 시 정격 드룹 강하 $14.88\,\text{V}$는 KRS 허용 편차 $\Delta V_{\text{allow}} = 64\,\text{V}$의 23\%에 불과하여, 드룹 제어 적용 후에도 KRS $\pm 10\,\%$ 규정이 충분한 여유를 두고 만족됨을 확인한다.
+
+본 설계에서는 시스템 복잡도 저감을 위해 SoC 및 운전 모듈 수와 무관한 고정 드룹 계수를 채택한다. 고정 $R_d$ 하에서 worst-case 전류 분담 오차, 즉 양 모듈이 각각 $+\Delta V_{\text{eff}}$, $-\Delta V_{\text{eff}}$의 측정 오차를 동시에 가질 때의 최대 전류 불균형은 다음과 같다.
+
+$$\Delta I_{\text{max}} = \frac{2\,\Delta V_{\text{eff}}}{R_d}$$
+
+$R_d$가 하한($2\,\Delta V_{\text{eff}}/I_{\text{rated}}$)일 때 $\Delta I_{\text{max}} = I_{\text{rated}}$로 최대에 달하며, $R_d$를 증가시킬수록 전류 분담 정밀도가 향상된다. 따라서 설계 허용 범위 내에서 $R_d$를 크게 설정할수록 전류 불균형이 억제된다.
+
+$R_d$가 확정되면 $\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{rated}}$가 결정되므로, 2.3.3절의 $V_{\text{hyst,}H}$ 수식에 대입하여 최종값을 확정한다. $V_{\text{hyst,}L}$은 $\Delta V_{\text{droop}}$와 무관하게 2.3.2절의 조건만으로 독립적으로 설정된다. DC-AC 동작 정지에 따라 DC 버스 전압이 $V_{\text{hyst,}L}$ 이하로 강하하는 시점이 DC-DC 컨버터의 Boost 진입 트리거이므로, $V_{\text{hyst,}L}$이 드룹 전압 강하를 수용해야 한다는 제약은 부과하지 않는다.
+
+본 설계에서는 전압 유지 성능과 전류 분담 균등성 사이의 트레이드오프를 균형 있게 반영하기 위해 $R_d$를 허용 범위의 중간값으로 선정한다.
+
+$$R_d = \frac{R_{d,\min} + R_{d,\max}}{2} = \frac{0.73 + 2.13}{2} \approx \frac{10}{7} \approx 1.43\,\Omega$$
+
+정격 드룹 전압 강하는 다음과 같다.
+
+$$\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{rated}} = \frac{10}{7} \times 7 = 10\,\text{V}$$
+
+이를 2.3.3절의 $V_{\text{hyst,}H}$ 수식에 대입하면 다음과 같다.
+
+$$V_{\text{hyst,}H} = \frac{V_{\text{nom}} + V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}}}{2} = \frac{640 + 660 - 10}{2} = 645\,\text{V}$$
+
+검증: 하한 $V_{\text{nom}} + \Delta V_{\text{eff}} = 642.6\,\text{V} < 645\,\text{V}$, 상한 $V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}} - \Delta V_{\text{eff}} = 647.4\,\text{V} > 645\,\text{V}$로 조건을 만족하며, 허용창 $4.88\,\text{V}$는 측정 잡음과 센서 오프셋에 대한 충분한 여유를 확보한다. 과도 응답 시 전압 변동 및 전류 분담 동특성은 2.5절 시뮬레이션을 통해 검증한다.
+
+각 동작 모드에서의 드룹 기준 전압 및 정상상태 DC 버스 전압을 표 2.4.1에 정리한다.
+
+**표 2.4.1 동작 모드별 드룹 특성 요약**
+
+| 동작 모드 | 기준 전압 $V_{\text{ref}}$ | 정상상태 $V_{\text{bus}}$ | KRS 보장 조건 |
+|---|---|---|---|
+| DC-AC 정류 | $V_{\text{ref,AC}} = 660\,\text{V}$ | $V_{\text{ref,AC}} - R_d \cdot I_{\text{total}}/n$ | $V_{\text{ref,AC}} \leq V_{\text{hyst,max}}$ (2.3.3절) |
+| DC-DC Boost (방전) | $V_{\text{nom}} = 640\,\text{V}$ | $V_{\text{nom}} - R_d \cdot I_{\text{total}}/n$ | $R_d$ 상·하한 조건 (2.4.1절) |
+| DC-DC Buck (충전) | $V_{\text{ref,AC}}$ (DC-AC 제어) | $V_{\text{ref,AC}} - \Delta V_{\text{droop}}$ | $V_{\text{ref,AC}} \leq V_{\text{hyst,max}}$ (2.3.3절) |
+
+### 2.4.2 DC-AC 컨버터 병렬 운전 시
+
+복수의 DC-AC 정류기 모듈이 동일한 DC 버스에 병렬로 접속되면, 각 모듈의 운전 여부는 발전기 또는 육상 전원(Shore Power)의 계통 접속 및 운전자 기동 명령에 따라 결정되며 DC-DC 모듈과 같은 히스테리시스 진입 조건은 없다. 드룹 제어는 각 모듈의 운전 여부를 결정하는 것이 아니라, 병렬 운전 중 각 모듈의 전력 공급량을 균등하게 분담하는 역할을 담당한다. 각 모듈이 정격 전류를 공급하는 조건($I_{\text{total}}/n = I_{\text{rated}}$)에서의 드룹 전압 강하 $\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{rated}}$가 2.3.3절의 $V_{\text{hyst,}H}$ 설계 조건 산정에 직접 사용된다. 정상상태 드룹 특성은 표 2.4.1을 참조한다.
+
+### 2.4.3 배터리 방전 병렬 운전 시 (Battery → DC/DC → DC link)
+
+$V_{\text{bus}} < V_{\text{hyst,}L}$ 조건이 충족되면 통신 없이 Boost 모드로 진입한다. 드룹 제어는 진입 여부를 결정하는 것이 아니라, 진입 후 각 모듈의 방전 전류를 균등 분담시키는 역할을 한다. KRS 하한 준수 및 측정 오차 대비 드룹 신호 크기 확보 조건은 2.4.1절의 $R_d$ 상한 및 하한 조건에 의해 자동으로 보장된다. 정상상태 드룹 특성은 표 2.4.1을 참조한다.
+
+### 2.4.4 배터리 충전 병렬 운전 시 (DC link → DC/DC → Battery)
+
+DC-AC 운전에 의해 DC 버스 전압이 $V_{\text{hyst,}H}$를 초과하여 $V_{\text{bus}} > V_{\text{hyst,}H}$ 조건이 충족되면 Buck 모드로 진입한다. DC-AC 정류기가 정상 상태에서 DC 버스를 $V_{\text{hyst,}H}$ 이상으로 유지하므로, 모든 DC-DC 모듈이 Buck 모드로 동작하게 된다. DC-DC Buck 모듈은 DC 버스 전압이 아닌 배터리측 충전 전류를 제어하므로, Buck 동작 중 DC 버스 전압은 DC-AC 정류기의 드룹에 의해 결정된다. 따라서 $V_{\text{hyst,}H}$ 임계값 판단은 DC-DC 모듈 수 $n$에 무관하게 일정하게 유지된다. KRS 상한 준수 조건은 2.3.3절의 $V_{\text{ref,AC}} \leq V_{\text{hyst,max}}$ 조건에 의해 자동으로 보장된다. 정상상태 드룹 특성은 표 2.4.1을 참조한다.
+
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 2.5 시뮬레이션 검증
+
+### 2.5.1 시뮬레이션 조건
+
+2.3절 및 2.4절에서 도출한 설계 조건—히스테리시스 밴드, 드룹 계수, 이중화 동작—을 시뮬레이션으로 검증한다. 시뮬레이션은 환경에서 수행하였으며, 시스템 파라미터는 다음과 같이 설정하였다.
+***내용 추가작성 예정***
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 파라미터)
+
+### 2.5.2 히스테리시스 밴드 검증
+
+설계된 히스테리시스 밴드 $(V_{\text{hyst,}L},\, V_{\text{hyst,}H})$에서 채터링 없이 단일 전환이 이루어지는지 확인한다. 검증 조건은 세 가지이다. 첫째, DC 버스 전압에 $\Delta V_{\text{eff}}$ 크기의 측정 잡음을 중첩하여 잡음 단독으로 모드 전환이 발생하지 않음을 확인한다. 둘째, 부하 급변 시 임계값 통과에 의한 모드 전환이 명확하게 한 번만 이루어짐을 확인한다. 셋째, DC-AC 정류기 운전 시 DC 버스 전압이 $V_{\text{ref,AC}}$로 상승하여 $V_{\text{hyst,}H}$를 초과함으로써 Buck 모드 진입이 의도대로 트리거되는지 확인한다.
+
+(XXX 그림: 히스테리시스 밴드 검증 — 측정 잡음 중첩 조건에서 DC 버스 전압 및 동작 모드 전환)
+
+시뮬레이션 결과, 설계된 밴드 폭 $(V_{\text{hyst,}H} - V_{\text{hyst,}L})$이 $\Delta V_{\text{eff}}$ 이상으로 유지되어 측정 잡음에 의한 오전환이 발생하지 않으며, 부하 변동 및 DC-AC 운전에 의한 모드 전환은 설계 의도대로 이루어짐을 확인한다.
+
+(XXX 그림: 히스테리시스 밴드 검증 결과 — DC 버스 전압, 모드 전환 신호)
+
+### 2.5.3 드룹 계수 검증
+
+설계된 드룹 계수 $R_d$ 하에서 병렬 연결된 두 모듈의 전류가 균등하게 분담되는지 방전 및 충전 시나리오 각각에 대해 확인한다. 방전 시나리오(DC-DC Boost 병렬)에서는 정격 부하 정상 상태에서 두 모듈의 방전 전류 편차를 측정하고, 드룹에 의한 DC 버스 전압 강하 $\Delta V_{\text{droop}} = R_d \times I_{\text{rated}}$가 KRS 허용 범위 내에 있음을 확인한다. 충전 시나리오(DC-DC Buck 병렬)에서는 DC-AC 운전 중 두 모듈의 충전 전류 균등 분담 및 버스 전압이 KRS 상한을 침범하지 않음을 확인한다. 전류 분담 성능은 두 모듈의 정상상태 전류 차이를 정격 전류 대비 백분율로 산출한 전류 불균형률(\%)로 정량화한다.
+
+(XXX 그림: 드룹 계수 검증 — 병렬 모듈 출력 전류 분담 및 DC 버스 전압)
+
+시뮬레이션 결과, 방전 시나리오에서 두 모듈의 전류 불균형률은 (XXX)\% 이내로 유지되며, 충전 시나리오에서도 전류 분담 및 버스 전압이 설계 범위 내에 있음을 확인한다.
+
+(XXX 그림: 드룹 계수 검증 결과 — 두 모듈 전류 파형, DC 버스 전압)
+
+### 2.5.4 이중화 동작 검증
+
+단일 모듈 고장 시 나머지 모듈이 DC 버스 전압 기준으로 동작을 지속하여 이중화 요건을 충족하는지 확인한다. 고장 발생 직후 DC 버스 전압의 일시적 변동이 관찰되나, 나머지 모듈이 DC 버스 전압 레벨에 따라 즉각적으로 동작을 이어받아 DC 버스 전압을 허용 범위 내로 복원함을 확인한다. 이중화 복구 성능은 고장 발생 시점부터 DC 버스 전압이 KRS 허용 범위($V_{\text{nom}} \pm \Delta V_{\text{allow}}$) 내로 재진입하는 시점까지의 복구 시간으로 정량화한다.
+
+(XXX 그림: 단일 모듈 고장 시 이중화 동작 시뮬레이션 결과 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 2.6 소결
+
+본 장에서는 히스테리시스 밴드와 드룹 제어라는 기존에 알려진 두 기법을, DC 버스 전압을 유일한 공유 기준으로 삼는 독립 동작 구조에 일관되게 적용하기 위한 설계 절차를 제안하였다. 개별 기법의 단순 적용을 넘어, 선급 인증 기준(KRS 제6편 표 6.1.2(b), 직류 배전계통 정상상태 $\pm 10\,\%$)을 물리적 파라미터 설계의 결정론적 경계 조건으로 치환하는 설계 프레임워크를 정립한 것에 본 장의 차별성이 있다.
+
+히스테리시스 밴드 $(V_{\text{hyst,}L},\, V_{\text{hyst,}H})$는 안티채터링 조건과 선급 허용 전압 편차 조건을 동시에 만족하도록 설계되며, DC-AC 정류 동작, 배터리 방전(Boost), 배터리 충전(Buck)의 세 동작 시나리오 각각에서 전압 경계의 역할이 명확히 정의된다. DC-AC 드룹에 의해 DC 버스 전압이 $V_{\text{hyst,}L}$ 이하로 강하하는 경우는 DC-DC 컨버터의 Boost 진입 트리거로서 설계 의도에 부합하므로, 두 파라미터는 가산적 예산 배분이 아닌 독립적으로 결정된다. 드룹 계수 $R_d$는 드룹 신호가 측정 오차에 묻히지 않는 하한과 드룹 전압 강하가 선급 기준을 초과하지 않는 상한 사이에서 결정되며, 동일한 조건이 DC-AC 병렬 운전, 방전 병렬 운전, 충전 병렬 운전 모두에 적용된다.
+
+2.5절 시뮬레이션을 통해 히스테리시스 채터링 미발생, 드룹 전류 균등 분담, 단일 모듈 고장 시 이중화 동작 복원의 세 가지를 순서대로 확인하였다.

Thesis/Master_Thesis/260512/chapter3.md

@@ -0,0 +1,107 @@
+---
+title: Chapter 3
+description: 
+published: true
+date: 2026-05-12T08:59:11.347Z
+tags: 
+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-12T08:59:11.347Z
+---
+
+# 3. 열악한 AC 전원 환경 대응 충전 전략
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성 및 전력 품질 문제
+
+### 3.1.1 현행 선급 규정의 한계
+
+IEC 60092-501 및 IEC 60092-101은 선박 전력 계통의 고조파 왜곡에 대해 정상 상태 기준으로 단일 고조파 5% 이하, THD 8% 이하의 요건을 규정하고 있다 [3][6]. 그러나 이는 AC 전원이 정상 상태에서 동작할 때를 기준으로 한 규정이며, 부하 변동이나 약계통 조건에서 발생하는 비정상적인 전압 환경에서의 충전 전류 품질 관리에 대한 구체적인 기준은 존재하지 않는다. 특히 KR 강선규칙에는 고조파 왜곡에 관한 명시적 규정이 부재한 것으로 알려져 있어 [X], 실제 운용 환경과의 괴리가 존재한다.
+
+전기추진선박의 보급 확대에 따라 대용량 전력 컨버터의 사용이 증가하고, 다양한 항만 환경에서의 Shore Power 수전이 일반화됨에 따라 비정상 AC 입력 환경에서의 전력 품질 관리 필요성이 높아지고 있다. 이하에서는 선박 발전기와 Shore Power 각각에서 비정상 전압이 발생하는 양상을 구체적으로 살펴본다.
+
+### 3.1.2 선박 발전기의 전압 특성
+
+선박 전력 시스템은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 운용되는 독립 마이크로그리드(Island Mode)로, 계통 연계 환경과 근본적으로 다른 전압 특성을 나타낸다. 선박 발전기의 과도 리액턴스(X"d)는 동일 용량의 계통 변압기 임피던스 대비 5~100배에 달하는 것으로 알려져 있으며 [X], 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류(I_h)는 발전기 단자 전압에 다음과 같이 전압 왜곡을 유발한다.
+
+> V_h = I_h × X"d
+
+동일한 고조파 전류가 흐르더라도 X"d가 클수록 단자 전압 왜곡이 크게 나타나며, 발전기 용량 대비 비선형 부하 비율이 높을수록 V-THD는 급격히 증가한다. 6-pulse 정류기 부하에서 주로 발생하는 고조파 차수는 5, 7, 11, 13차(6k±1 법칙)이며, 이론적 크기는 5차 약 20%, 7차 약 14%에 달한다 [X].
+
+전압 강하(Voltage Sag) 측면에서도 독립 마이크로그리드는 불리하다. 부하 투입 시 초기 강하 구간은 X"d에 지배되며, 계통 단락 용량에 의해 빠르게 회복되는 계통 연계 환경과 달리 발전기 AVR(자동전압조정기) 단독으로 전압을 회복해야 하므로 회복 속도가 제한된다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 비선형 부하 투입에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.3 Shore Power의 전력 품질 문제
+
+항만 육상 전원(Shore Power)은 계통에 연계된 전원이지만, 소규모 항만이나 노후 설비에서는 계통 임피던스가 높은 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 약계통에서는 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류가 계통 임피던스와 결합하여 PCC(공통 연결점) 전압을 왜곡시킨다. 주목할 점은, 계통 임피던스(Z_grid)가 증가할수록 부하 전류의 고조파 성분(I-THD)은 오히려 감소하는 경향이 있으나, 전압 고조파(V-THD)는 증가한다는 것이다 [X]. 즉 전류 품질이 기준을 만족하는 조건에서도 전압 품질이 저하될 수 있어, 전류 기준만을 규정하는 현행 규정의 한계가 드러난다.
+
+전압 강하 측면에서도, 약계통에서는 부하 투입만으로도 심각한 Sag가 유발될 수 있으며 회복 속도가 느리다. 실제 발생 빈도가 가장 높은 유형은 선간 또는 지락 고장에 의한 비대칭 Sag로, Sag 발생 시 전압 위상각 변화(Phase Angle Jump)를 동반하는 경우가 있어 위상 동기(PLL) 기반 제어에 추가적인 교란을 줄 수 있다 [X].
+
+(XXX 그림: 약계통 Shore Power의 전압 파형 및 V-THD / Voltage Sag 특성 예시)
+
+---
+
+## 3.2 비정상 AC 입력 환경이 DC 버스에 미치는 영향 분석
+
+### 3.2.1 V-THD가 I-THD에 미치는 영향 메커니즘
+
+AC 입력 전압의 고조파 왜곡(V-THD)은 인버터의 AC-DC 정류 동작에서 전류 파형을 왜곡시켜 전류 고조파(I-THD)를 악화시킨다. 정상적인 정현파 전압이 입력될 때 전류 제어기는 정현파 전류 파형을 추종하도록 동작하지만, 입력 전압에 고조파 성분이 포함되면 전압 왜곡이 전류 제어의 기준신호 및 피드포워드 경로에 영향을 미쳐 전류 파형을 왜곡시킨다. 이렇게 왜곡된 전류는 DC 링크로 전달되어 DC 버스 전압 리플을 증가시키고, 결과적으로 배터리 충전 전류의 품질을 저하시킨다.
+
+전압 강하(Voltage Sag)가 발생하는 경우에는, 입력 전압이 낮아진 상황에서 동일한 충전 전력을 유지하려면 더 많은 전류를 뽑아야 하므로 전류 제어기의 부담이 증가한다. 적절한 제어 전략이 없을 경우 충전 전류가 불안정해지거나 충전이 중단될 수 있으며, 제어기가 과도하게 반응하면 I-THD가 악화된다.
+
+(XXX 그림: 정상 AC 입력과 V-THD가 높은 AC 입력에서의 전류 파형 비교 개념도)
+
+### 3.2.2 시뮬레이션을 통한 영향 확인
+
+3.2.1에서 기술한 메커니즘이 실제로 문제가 될 수 있는 수준인지 시뮬레이션으로 확인한다. 제어 전략을 적용하지 않은 기본 동작 조건에서 V-THD가 높은 AC 입력 환경 및 Voltage Sag 조건을 인가하여, DC 버스 전압 리플 및 I-THD의 변화를 정량적으로 파악한다. 이 결과는 3.3절에서 제어 전략을 제안하는 근거로 활용된다.
+
+시뮬레이션 조건은 다음과 같다. V-THD는 IEC 60092-101 허용 기준(8%)을 초과하는 수준으로 설정하며, Voltage Sag는 정격 전압의 (XXX)% 수준으로 설정한다.
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 조건 및 파라미터)
+
+(XXX 그림: V-THD 조건별 I-THD 및 DC 버스 전압 리플 시뮬레이션 결과 — 제어 전략 적용 전)
+
+(XXX 그림: Voltage Sag 조건에서의 충전 전류 및 DC 버스 전압 변동 시뮬레이션 결과 — 제어 전략 적용 전)
+
+---
+
+## 3.3 I-THD 억제 및 Voltage Sag Ride-Through 제어 전략
+
+### 3.3.1 제어 전략 개요
+
+본 연구에서는 열악한 AC 전원 환경에서의 I-THD 억제 및 Voltage Sag Ride-Through를 위해 PI 컨트롤러를 기반으로 한 변형된 제어 방법을 적용한다. 기존 PI 제어기는 직류 성분의 정상 상태 오차를 제거하는 데 효과적이나, 고조파 성분과 같은 교류 성분의 추종 성능이 제한적이다. 본 연구에서 제안하는 변형된 제어 방법은 이러한 한계를 개선하여 비정상 AC 입력 환경에서도 전류 품질을 유지할 수 있도록 한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 충전 전략 전체 제어 블록 다이어그램)
+
+### 3.3.2 제어기 설계
+
+(XXX 그림: 제안하는 변형 PI 제어기 구조 상세 블록 다이어그램)
+
+제어기 설계의 주요 고려사항은 다음과 같다. 첫째, V-THD가 높은 환경에서 전류 추종 성능을 유지하기 위한 대역폭 설계. 둘째, Voltage Sag 발생 시 충전 연속성을 유지하기 위한 전압 강하 감지 및 전류 지령 조정 로직. 셋째, 정상 상태 회복 후 원활한 충전 복귀를 위한 전환 로직.
+
+(XXX 표: 제어기 파라미터 설계값)
+
+### 3.3.3 Voltage Sag Ride-Through 동작
+
+Voltage Sag 발생 시 제어기는 다음과 같이 동작한다. 입력 전압이 설정 임계값 이하로 강하하면 Sag 발생을 감지하고, 전류 지령을 조정하여 DC 링크 전압을 허용 범위 내로 유지한다. Sag 구간에서는 충전 전력을 감소시키더라도 충전 연결을 유지(Ride-Through)하며, 전압이 회복되면 정상 충전 모드로 복귀한다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag Ride-Through 동작 순서도)
+
+---
+
+## 3.4 소결
+
+본 장에서는 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인한 V-THD 문제를 분석하고, 비정상 AC 입력 환경에서 충전 시 I-THD가 악화되고 DC 버스 전압 리플이 증가하는 문제를 시뮬레이션으로 확인하였다. 이를 해결하기 위해 PI 컨트롤러 기반의 변형된 제어 전략을 제안하였으며, 실험 검증 결과는 4장에서 기술한다.
+
+---
+
+## 참고문헌
+
+[3] IEC 60092-501:2013, *Electrical installations in ships – Part 501: Special features – Electric propulsion plant*, IEC, Geneva.
+
+[6] IEC 60092-101, *Electrical installations in ships – Part 101: Definitions and general requirements*, IEC, Geneva.
+
+[X] ⚠️ 선박 발전기 임피던스 특성 관련 문헌 — 확인 필요.
+
+[X] ⚠️ Shore Power 전력 품질 문제 관련 문헌 — 확인 필요.
+
+[X] ⚠️ KR 고조파 규정 공백 관련 문헌 — 확인 필요.

Thesis/Master_Thesis/260512/chapter4.md

@@ -0,0 +1,103 @@
+---
+title: Chapter 4
+description: 
+published: true
+date: 2026-05-12T08:59:35.133Z
+tags: 
+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-12T08:59:35.133Z
+---
+
+# 4. 실험
+
+## 4.1 실험 시스템 구성
+
+본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 시스템을 모사한 실험 플랫폼을 구축하였다. 500 VDC 전원·부하 시뮬레이터와 380 VAC 전원·부하 시뮬레이터를 양 단에 배치하고, 640 VDC의 공유 DC 링크를 중심으로 양방향 3레벨 DC-DC 컨버터 및 DC-AC 인버터를 연동하여 구성하였다.
+
+(XXX 그림: 실험 플랫폼 전체 구성도)
+
+### 4.1.1 3레벨 NPC DC-DC 컨버터
+
+DC-DC 컨버터는 3레벨 NPC(Neutral Point Clamped) Half-bridge 토폴로지를 기반으로 한 양방향 컨버터이다. 3레벨 NPC 토폴로지는 DC 링크의 중성점(Neutral Point)을 클램핑 다이오드를 통해 각 레그에 연결하는 구조로, 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 DC 링크 전압의 절반으로 줄일 수 있다. 각 상은 P(양측 DC 버스), O(중성점), N(음측 DC 버스)의 세 가지 스위칭 상태를 가지며, 이를 통해 2레벨 컨버터 대비 낮은 전압 리플과 전류 고조파를 달성할 수 있다 [X].
+
+(XXX 그림: 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 회로도)
+
+**표 4.X.** DC-DC 컨버터 주요 사양
+
+| 항목 | 값 |
+|------|----|
+| 토폴로지 | NPC Half-bridge |
+| 정격 전력 | 4 kW |
+| 저압단 전압 | 500 VDC (충전 시 550 VDC) |
+| DC 링크 전압 | 640 VDC |
+| 스위칭 주파수 | 10 kHz |
+| 인덕터 | 1 mH |
+| 스위칭 소자 | Infineon BSM100GB60DLC (600 V Si IGBT) |
+| 운전 방향 | 양방향 (Buck / Boost) |
+
+### 4.1.2 T-type 3레벨 DC-AC 인버터
+
+DC-AC 인버터는 T-type 3레벨 NPC 토폴로지를 기반으로 한다. T-type NPC는 기존 다이오드 클램핑 NPC와 달리 클램핑 다이오드 없이 각 레그의 중성점을 양방향 스위치로 DC 링크 중성점에 직접 연결하는 구조이다. 이를 통해 부품 수를 줄이고, 외측 스위치의 도통 손실을 저감할 수 있다. 특히 중간 스위칭 주파수 영역(6~30 kHz)에서 다이오드 클램핑 NPC 대비 낮은 손실을 나타내는 것으로 알려져 있다 [X].
+
+(XXX 그림: T-type 3레벨 DC-AC 인버터 회로도)
+
+**표 4.X.** DC-AC 인버터 주요 사양
+
+| 항목 | 값 |
+|------|----|
+| 토폴로지 | T-type 3레벨 NPC |
+| 정격 전력 | 4 kW |
+| AC 출력 전압 | 380 VAC (Line-to-Line, RMS) |
+| AC 주파수 | 60 Hz |
+| DC 링크 전압 | 640 VDC |
+| 스위칭 주파수 | 10 kHz |
+| 필터 인덕터 | 4 mH |
+| 필터 커패시터 | 6.8 μF (Y결선) |
+| 스위칭 소자 | Fuji Electric 4MBI400VF-120R-50 (1200 V Si IGBT) |
+| 운전 방향 | 양방향 (Inverter / Rectifier) |
+
+---
+
+## 4.2 실험 결과: 모듈식 시스템 동작 검증
+
+(XXX — 2장 관련 실험 결과)
+
+---
+
+## 4.3 실험 결과: 열악한 AC 전원 환경 대응 충전 전략 검증
+
+3장에서 시뮬레이션으로 문제를 확인하고 제안한 제어 전략의 효과를 실험을 통해 검증한다. 제어 전략 적용 전후를 동일 조건에서 비교하여, 제안 전략이 I-THD 억제 및 충전 연속성 유지에 실질적으로 기여하는지 확인한다.
+
+### 4.3.1 실험 환경 구성
+
+열악한 AC 전원 환경을 재현하기 위해 (XXX) 장비를 활용하여 V-THD 및 Voltage Sag 조건을 인위적으로 생성한다. 실험은 제어 전략 적용 전후를 비교하는 방식으로 진행하며, DC 버스 전압 리플, 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 제어 효과를 정량적으로 평가한다.
+
+(XXX 표: 실험 파라미터 및 조건)
+
+(XXX 그림: 실험 환경 구성도)
+
+### 4.3.2 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
+
+(XXX) % 수준의 V-THD를 가진 AC 입력 환경에서 충전 실험을 수행하고, 제어 전략 적용 전후의 I-THD 및 DC 버스 전압 리플을 비교한다.
+
+(XXX 그림: V-THD 환경에서 제어 전략 적용 전후 입력 전류 파형 비교)
+
+(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD 측정값 및 IEC 60092-101 기준 대비 결과)
+
+### 4.3.3 Voltage Sag Ride-Through 실험
+
+정격 전압의 (XXX)% 수준의 Voltage Sag를 인가하여 충전 연속성 유지 여부를 확인한다. Sag 발생 시 DC 버스 전압 변동, 충전 전류 응답, Sag 회복 후 정상 복귀 동작을 측정한다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag 발생 시 DC 버스 전압, 충전 전류, 입력 전압 파형)
+
+### 4.3.4 선급 THD 요건 만족 확인
+
+실험 결과를 통해 열악한 AC 입력 환경에서도 제안하는 제어 전략 적용 시 IEC 60092-101의 THD 요건(단일 고조파 5% 이하, THD 8% 이하)을 만족함을 확인한다.
+
+(XXX 표: 실험 조건별 I-THD 측정값 요약 및 선급 기준 대비 결과)
+
+---
+
+## 4.4 소결
+
+(XXX)

Thesis/Master_Thesis260517/Paper2.md

@@ -0,0 +1,262 @@
+---
+title: Paper2
+description: 
+published: true
+date: 2026-05-17T19:04:16.182Z
+tags: 
+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-17T14:57:23.533Z
+---
+
+# 1 서론
+
+## 1.1 연구 배경
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MPEC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 잇다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상 시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
+
+해상에서의 선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 상실하며 인명 안전에 심각한 위협이 될 수 있다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)에서는 발전기 1기 이상 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지되거나 복구 될것으로 규정하고 있으며 IEC 60092, KR 강선규칙 등에서는 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체를 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다. \[3\]\[4\]. 한국의 해양수산부「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 \[5\].
+
+현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성 문제를 야기하며, 전력 시스템 제조사간의 ~~~로 인하여 한 선박에 한가지 제조사의 제품만을 사용하여야 하는 문제 등, 장기적 측면에서 선주에게 어려움을 만든다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+(그림 : 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)
+(그림 : 모듈간 병렬 or PLC등을 이용한 중앙 제어 집중식 구조)
+
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 링크의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 히스테리시스 밴드 판단과 드룹 제어 신호를 오염시켜 모듈 간 제어 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이는 통신 기반 시스템에서는 상대적으로 완충될 수 있는 문제이나, 제안하는 구조에서는 DC 버스 전압이 유일한 모듈 간 인터페이스이므로 그 영향이 직접적이다. 따라서 DC 링크를 교란하는 외부 요인에 대한 별도의 대응이 필요하다.
+
+이러한 교란의 주요 원인은 제안하는 시스템만의 문제가 아니라 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 링크 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래하고, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동으로 이어질 수 있다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
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+(XXX 그림: 선박 약계통에서 비정상적인 AC 입력이 미칠 수 있는 영향 개념도)
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+## 1.2 연구 목적 및 내용
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+본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 달성하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터로 구성된 공유 DC 링크 기반의 모듈형 전력변환 시스템을 제안한다. 실험 플랫폼을 구축하여 시스템의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.
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+첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 통신 없이도 운전이 이루어지는 구조의 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템 구조를 제안한다. 이 구조는 통신 버스의 단일 고장점을 제거하며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 요건을 충족할 수 있다. 제안하는 구조의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
+
+둘째, DC-AC 정류기에 작용하는 약계통 조건에 대한 안정성 보완 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인해 충전 모드에서 발생할 수 있는 전압 고조파 왜곡(V-THD), 전압 강하(Voltage Sag), 전압 불평형이 DC 링크 전압의 품질을 저하시킬 수 있음을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 통해 이를 보완한다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 계통 전압 변동으로부터 구조적으로 분리하며, 실험으로 검증하여 악조건에서 기존 PI 제어기 대비 전압 외란에 대한 내성이 향상됨을 실험으로 확인한다.
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+## 1.3 논문 구성
+
+본 논문의 구성은 다음과 같다.
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+2장에서는 DC 링크 전압을 유일한 공유 신호로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템의 구조와 협조 운전 메커니즘을 제안하고, 신뢰성 및 모듈성을 분석한다.
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+3장에서는 DC-AC 정류기에 작용하는 선박 약계통 특성(V-THD, Voltage Sag, 전압 불평형)이 DC 링크 전압 품질에 미치는 영향을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다.
+
+4장에서는 2장의 모듈형 구조를 실제로 구현하기 위한 설계 파라미터(히스테리시스 임계값, 드룹 계수)의 결정 절차와 가이드라인을 제시하며, 본 연구의 실험 시스템 구성을 기술한다.
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+5장에서는 시뮬레이션 및 실험을 통해 2장과 3장에서 제안한 내용을 검증한다. 검증 결과를 종합하고 본 연구의 한계와 향후 연구 방향을 제시한다.
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+# 2 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템
+
+## 2.1 제안 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 링크를 중심으로 DC-AC 컨버터 모듈과 DC-DC 컨버터 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 링크 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스를 공유하지 않는다. 이 구조는 Kim et al. \[1\]이 UPS 시스템에서 제시한 "DC 링크 전압 단일 공유 원리"를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 드룹 제어 \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여 통신 없이 모듈 간 협조 운전을 구현한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 $V_H$ 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
+
+이 구조에서 DC 링크 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 링크 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
+
+DC-DC 컨버터 모듈은 DC 링크 전압과 두 임계값($V_{H}$, $V_{L}$)의 대소 관계만으로 동작 모드를 결정한다.
+
+$$
+\text{동작 모드} = \begin{cases}
+\text{Buck (충전)} & V_\text{bus} > V_{H} \\
+\text{현재 모드 유지} & V_{L} \leq V_\text{bus} \leq V_{H} \\
+\text{Boost (방전)} & V_\text{bus} < V_{L}
+\end{cases}
+$$
+
+DC-AC 모듈이 정상 운전 중일 때 DC 링크 전압은 $V_\text{ref,AC}$ 로 유지되며 $V_{H}$를 초과하고, DC-DC 모듈은 Buck(충전) 모드로 진입한다. DC-AC 모듈이 정지하거나 전원 이상이 발생하면 DC 링크 전압이 강하하여 $V_{L}$ 미만으로 떨어지고, DC-DC 모듈은 Boost(방전) 모드로 전환한다. 이 전환은 어떠한 통신 신호나 중앙 제어기의 명령 없이 DC 링크 전압 레벨 변화만으로 이루어진다.
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+두 임계값 사이의 히스테리시스 밴드는 측정 노이즈에 의한 오전환(Chattering)을 방지하는 동시에, 두 모드가 명확하게 분리되도록 보장한다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+## 2.3 드룹 기반 병렬 전류 분담
+
+복수의 DC-DC 모듈이 운전될 때, 각 모듈의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 조정하는 드룹 제어를 적용한다.
+
+$$V_{\text{ref},i} = V_{\text{ref},0} - R_{d} \cdot I_{o,i}$$
+
+여기서 $V_{\text{ref},0}$은 무부하 기준 전압, $R_{d}$는 드룹 계수(가상 출력 저항), $I_{o,i}$는 모듈 $i$의 출력 전류이다. 부호 규약은 DC 링크로 전류를 공급하는 방전(Boost) 방향을 양(+), DC 링크에서 전류를 흡수하는 충전(Buck) 방향을 음(−)으로 정의한다. 따라서 Boost 모드에서는 $I_{o,i} > 0$이므로 $V_{\text{ref},i} < V_{\text{ref},0}$이 되어 드룹 특성이 나타나고, Buck 모드에서는 $I_{o,i} < 0$이므로 $V_{\text{ref},i} > V_{\text{ref},0}$가 되어 충전 전류 증가에 따라 기준 전압이 상승한다. 기준 전압이 상승하면 DC 버스 전압과의 차이가 줄어들어 해당 모듈의 충전 전류가 억제되는 방향으로 작용하며, 이것이 Buck 모드에서의 전류 균등 분담 메커니즘이다. 동일한 $R_{d}$를 가진 $n$개 모듈이 병렬 연결되면 공유 DC 링크 전압이 같으므로, 각 모듈의 출력 전류는 자동으로 균등 분담된다.
+
+$$I_{o,1} = I_{o,2} = \cdots = I_{o,n} = \frac{I_\text{total}}{n}$$
+
+드룹 제어는 정상 상태 전압 편차를 수반하나, 이 편차는 전압 허용 범위 내로 제한되도록 드룹 계수를 설계함으로써 관리된다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+(XXX 그림: 드룹 제어에 의한 병렬 모듈 전류 분담 개념도)
+
+## 2.4 동작 시나리오별 동작
+
+제안하는 구조에서 발생할 수 있는 주요 동작 시나리오는 다음과 같다.
+
+**시나리오 A — AC 입력 정상, 배터리 충전:** DC-AC 모듈이 AC 전원을 정류하여 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 유지함으로써 자연스럽게 $V_H$를 초과, DC-DC 모듈이 이를 감지하여 Buck(충전) 모드로 진입하여 배터리를 충전한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 충전 전류가 분담된다.
+
+**시나리오 B — AC 입력 없음, 배터리 방전:** AC 입력이 차단되면 DC-AC 모듈이 정지하여 DC 링크 전압이 강하한다. $V_L$ 미만으로 전압이 강하하면 DC-DC 모듈이 Boost(방전) 모드로 자율 전환하여 배터리 전력을 DC 링크에 공급한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 방전 전류가 균등 분담된다.
+
+**시나리오 C — AC 입력 전력 품질 저하, DC 링크 전압 불안정:** AC 입력 전원의 전력 품질 저하로 인해 DC-AC 모듈의 제어 안정성이 저하되면 DC 링크 전압에 리플 및 변동이 발생한다. 이 때의 트랜지언트 상태에서 DC 링크 전압이 $V_L$ 미만으로 강하하면 DC-DC 모듈에 채터링 현상이 발생하며 전체 시스템 안정성을 저하시킬 수 있다.
+
+**시나리오 D - 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장:** 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장: 배터리 방전(Boost) 모드로 DC-DC 모듈 병렬 운전 중 단일 모듈 고장 시, 정상 모듈은 DC 링크 전압을 기준으로 독립적으로 Boost 모드를 유지하며 드룹에 의해 전체 방전 전류를 분담한다. 통신이나 중앙 제어기의 개입 없이 DC 링크 전압이 정상 범위 내로 유지된다.
+
+(XXX 그림: 동작 시나리오별 DC 링크 전압 및 모듈 전류 개념도)
+
+## 2.5 신뢰성 및 모듈성 분석
+
+기존 통신 기반 병렬 제어 구조에서는 통신 버스 또는 중앙 제어기가 단일 고장점으로 작용한다. 통신 장애 발생 시 전체 시스템의 신뢰성이 저하되거나 고장 복구 전까지 시스템이 기능을 상실할 수 있다. 제안하는 구조에서는 모듈 간 통신 인터페이스에 동작이 종속되지 않으므로, 통신 관련 단일 고장점이 원천적으로 배제된다. DC-DC 컨버터 모듈이 병렬로 구성된 경우, 단일 모듈 고장 시에도 나머지 모듈이 독립적으로 동작하며 통신 장애 상태와 관계 없이 부하를 분담한다. 이는 UPS 시스템에서 검증된 원리 [1]를 선박 전력 시스템에 적용한 것으로, 구체적인 동작은 5장 시뮬레이션에서 확인한다.
+
+DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유지하기 위한 드룹 계수의 재설계만으로 이루어질 수 있다. 이와 같은 특성은 선박의 운용 조건이나 정비 일정에 따른 유연한 시스템 재구성을 가능하게 할 뿐만 아니라, 시스템의 이중화(Redundancy) 구조를 용이하게 구현할 수 있는 기반을 제공한다.
+
+(XXX 표: 통신 기반 방식 vs. 제안하는 통신 독립 방식 비교)
+
+## 2.6 소결
+
+본 장에서는 DC 링크 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 이 UPS 시스템에서 확립한 DC 링크 단일 공유 원리[1]를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 히스테리시스 기반 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담을 결합하여 구현된다. 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+
+단, DC 링크 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+# 3. 정류기 운전을 위한 계통 장애 대응 전류 제어
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성
+
+### 3.1.1 선박 발전기의 전압 특성
+
+선박 발전기는 과도 리액턴스($X''_d$)가 높아, 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류($I_h$)가 다음과 같이 발전기 단자 전압을 직접 왜곡시킨다.
+
+$$V_h = I_h \times X''_d$$
+
+동일한 고조파 전류에 대해 $X''_d$가 클수록 단자 전압 왜곡이 크게 나타난다. 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류는 고임피던스 발전기 환경에서 심각한 V-THD 악화를 유발하며, DC-AC 모듈은 이렇게 왜곡된 전압을 입력으로 받는다.
+
+전압 강하(Voltage Sag) 측면에서도 선박 독립 마이크로그리드는 불리하다. 부하 투입 시 초기 강하 구간이 $X''_d$에 지배되며, 계통 단락 용량에 의해 빠르게 회복되는 계통 연계 환경과 달리 발전기 AVR(자동전압조정기) 단독으로 전압을 회복해야 하므로 Sag 지속 시간이 길어진다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 비선형 부하 투입에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.2 Shore Power의 전력 품질 특성
+
+항만 육상 전원(Shore Power)은 계통에 연계된 전원이지만, 소규모 항만이나 노후 설비에서는 계통 임피던스($Z_\text{grid}$)가 높은 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 약계통에서는 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류가 계통 임피던스와 결합하여 공통 연결점(PCC) 전압을 왜곡시킨다.
+
+주목할 점은, $Z_\text{grid}$가 증가할수록 부하 전류의 고조파 성분(I-THD)은 오히려 감소하는 경향이 있으나, 전압 고조파(V-THD)는 증가한다는 것이다 \[2\]. 즉 전류 품질이 기준을 만족하는 조건에서도 전압 품질이 저하될 수 있다.
+
+전압 불평형 측면에서는, 항만 계통의 3상 부하 불균형 또는 단상 부하의 집중으로 인해 3상 전압의 크기 불평형이 발생하여 정류기의 DC 링크 전압에 저주파 리플을 유발할 수 있다.
+
+(XXX 그림: 약계통 Shore Power의 V-THD 및 Voltage Sag 특성 예시)
+
+### 3.1.3 전력 품질 문제가 정류기 운전에 미치는 영향
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 선박 AC 전원에서 3상 부하 불균형이나 단상·2상 전압 강하(Sag)가 발생하면 3상 입력 전압에 역상 성분이 포함된다. 역상 성분은 동기좌표계 내의 PI 제어기가 추종하기 어려운 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. 이 역상 성분에 의하여 전류 제어기의 안정성이 떨어지면 DC 전압 제어기의 성능이 같이 저하하며 DC 링크 전압이 변동하여 의도치 않은 DC-DC 모듈의 모드 변환이 트리거될 수 있다. 또한 전원이 정상 상태로 복구될 때 적분기 잔류 성분에 의해 과도 응답이 지연되는 문제도 수반된다.
+
+**V-THD:** 선박 발전기의 높은 과도 리액턴스($X''_d$) 또는 약계통 Shore Power의 높은 계통 임피던스($Z_\text{grid}$) 조건에서는 부하 전류의 고조파 성분이 단자 전압에 직접 투영되어 V-THD가 악화되기 쉽다. 왜곡된 계통 전압은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 특정 차수의 맥동으로 나타나며, 피드포워드 항의 고정 기준값($E$)과 실제 계통 전압 간의 오차가 상시 존재하게 된다. 이 오차가 전류 제어 루프에 유입되어 입력 전류가 왜곡되어 I-THD가 증가한다. 증가한 I-THD는 정류기를 통해 DC 링크 전압에 맥동을 유발하여 DC 인터페이스 기반의 안정성을 저하시킨다. 
+
+(XXX 그림: Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형이 정류기 DC 링크에 미치는 영향 경로 블록 다이어그램)
+
+## 3.2 기존 PI 전류 제어기의 한계 분석
+
+### 3.2.1 동기좌표계 PI 전류 제어기의 구조
+
+DC-AC 모듈은 PWM 정류기(AFE)로 동기좌표계 전류 제어 루프를 가지며, 이하의 분석은 이 전류 제어 루프를 전제로 한다. AC 입력 전압($e_a, e_b, e_c$)과 컨버터 출력 전압($v_a, v_b, v_c$), 입력 전류($i_a, i_b, i_c$)의 관계는 동기좌표계($dq$)에서 다음과 같이 표현된다 \[1\].
+
+$$e_d = L \frac{di_d}{dt} - \omega L i_q + v_d \tag{1}$$ 
+$$e_q = L \frac{di_q}{dt} + \omega L i_d + v_q \tag{2}$$
+
+여기서 $L$은 필터 인덕터, $\omega$는 AC 계통 각주파수이다. 정류기 모드이므로 $i_d < 0$ (계통에서 DC 링크로 에너지 흡수)이다. 동기좌표계 전류 지령은 abc-dq 변환(Park's 변환)을 통해 생성되며, 제어 출력은 역변환(dq-abc)을 거쳐 각 상의 스위칭 신호로 변환된다. 식 (1), (2)로부터 전류 제어기를 설계하면:
+
+$$v_d = e_d + \omega L i_q + \Delta v_d \tag{3}$$ 
+$$v_q = e_q - \omega L i_d + \Delta v_q \tag{4}$$
+
+PI 제어기를 적용한 제어 출력 $\Delta v_d, \Delta v_q$는 다음과 같다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + k_i \int (i_d^* - i_d) dt \tag{5}$$ 
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + k_i \int (i_q^* - i_q) dt \tag{6}$$
+
+여기서 $i_d^*, i_q^*$는 전류 지령, $k_p, k_i$는 각각 비례 및 적분 이득이다. 위 식은 3상 평형 정현파 계통을 가정하여 $e_d = E$ (상수), $e_q = 0$으로 두고 유도된다.
+
+(XXX 그림: 기존 PI 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+### 3.2.2 약계통 조건에서의 문제점
+
+세 조건 모두 공통적으로 $e_d$, $e_q$가 3상 평형 정현파 가정—$e_d = E$ (상수), $e_q = 0$—에서 벗어나게 만들며, 이는 PI 전류 제어기의 구조적 한계를 직접 노출시킨다.
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 역상 성분은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. PI 적분기는 직류 오차 제거에 최적화된 구조이므로 이 주파수 성분을 충분히 추종하지 못하며, 전류 오차가 누적되어 적분기 포화로 이어진다. 전원이 정상 상태로 복구될 때 잔류 적분값이 남아 있어 전류 오버슈트와 과도 응답 지연이 발생한다.
+
+**V-THD:** 피드포워드 항에 사용되는 기준값 $E$는 고정 상수이므로, 고조파 성분이 포함된 실제 $e_d$와의 오차가 상시 존재한다. 이 오차는 전류 제어 루프에 유입되어 PI 적분기가 보상을 시도하지만, 해당 영역에서 적분기의 이득이 충분치 않아 I-THD를 억제하지 못한다.
+
+전압 강하(Sag) 또는 고조파 왜곡(V-THD)이 발생하면 $e_d$가 더 이상 상수 $E$로 유지되지 않는다.
+
+**Voltage Sag 발생 시:** Sag가 발생하면 $e_d$ 진폭이 급감하여 $E$에서 $E_\text{sag}$로 변화한다. 그러나 식 (3)의 피드포워드 항은 여전히 $E$ (Sag 이전 값)를 사용하므로, 실제 $e_d$와 $E$ 사이에 불일치가 발생한다. PI 제어기의 적분기는 이 오차를 보상하기 위해 출력을 증가시키지만, 적분기가 직접 전압 보상항을 생성하는 구조($k_i \int \Delta i_d \, dt$)이므로 적분기 출력이 과도하게 상승하여 포화(Saturation) 상태에 도달한다. Sag가 회복된 후에도 적분기 잔류 성분(Residual Integral)이 남아 있어 전류 오버슈트가 발생하고 정상 상태 복귀가 지연된다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag 발생 시 기존 PI 제어기의 적분기 포화 메커니즘 개념도)
+
+**V-THD 존재 시:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 $e_d, e_q$에 해당 주파수의 맥동 성분이 중첩된다. 이 맥동 성분이 전류 제어 루프를 통해 전류 지령에 반영되어 입력 전류가 왜곡된다. 특히 피드포워드 경로의 $E$ (고정 상수)와 실제 $e_d$ 간의 고조파 성분 차이는 PI 제어기의 적분기가 보상해야 할 오차로 작용하며, 적분기가 고조파 주파수(300 Hz 이상)에서도 이득을 가지므로 전류 왜곡을 완전히 제거하지 못하고 오히려 증폭할 수 있다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.3 제안하는 전류 제어기
+
+### 3.3.1 핵심 아이디어
+
+기존 PI 제어기의 근본적인 한계는 적분기가 직접 전압 보상항($k_i \int \Delta i \, dt$)을 생성하는 구조에 있다. 이 구조에서는 계통 전압의 변동이 피드포워드 항($E$)과 실제 계통 전압($e_d$) 간의 불일치로 이어지고, 이 불일치가 적분기에 누적되어 포화를 유발한다.
+
+제안하는 제어기는 적분기의 역할을 재정의한다. 적분기 출력이 직접 전압 보상값을 생성하는 대신, 계통 전압 피드포워드에 곱해지는 **변조 계수(Modulation Factor)** $m_a$를 생성하도록 변경한다. 이는 적분기 출력을 절대적인 전압 값이 아닌 상대적인 비율(스칼라, 무차원)로 변환함으로써, 계통 전압 변동으로부터 적분기 출력을 분리(Decoupling)하는 효과를 얻는다.
+
+$$\text{기존: } \Delta v_d = k_p \Delta i_d + \underbrace{k_i \int \Delta i_d \, dt}_{\text{전압 보상항 [V]}}$$ $$\text{제안: } \Delta v_d = k_p \Delta i_d + \underbrace{m_a}_{\text{변조 계수 [무차원]}} \times \underbrace{v_\text{meas,d}}_{\text{계통 전압 실측값 [V]}}$$
+
+### 3.3.2 제어기 구조
+
+제안하는 제어기는 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + m_a \cdot v_\text{meas,d} \tag{7}$$ $$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + m_a \cdot v_\text{meas,q} \tag{8}$$
+
+여기서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분으로부터 생성된다.
+
+$$m_a = k_i \int (i_d^* - i_d) \, dt \tag{9}$$
+
+$v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전압의 실측값이다. 교차 보상항($\omega L i_q$, $\omega L i_d$)은 다음과 같은 이유로 생략하였다. $\omega L i_q$ 항은 역률 1 운전($i_q^* \approx 0$)에서 무시 가능하다. $\omega L i_d$ 항은 Voltage Sag 조건에서의 전압 오차에 비해 상대적으로 작으며, 생략에 따른 정상 상태 및 과도 상태 성능 저하가 허용 범위 내임을 5장 실험에서 확인한다. 기존 PI 제어기와 달리 $E$ (고정 상수)를 사용하지 않고, 실시간 계통 전압 측정값을 피드포워드에 직접 활용한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+**q축 제어 특성:** 식 (8)에서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분(식 9)으로만 생성되며, q축에는 별도의 적분 경로가 존재하지 않는다. 3상 평형 계통의 정상 상태에서 $v_\text{meas,q} \approx 0$이므로 q축 제어 출력은 비례항 $k_p(i_q^* - i_q)$에 지배된다. 이로 인해 q축 전류의 정상 상태 오차가 완전히 제거되지 않을 수 있으나, 역률 1 운전($i_q^* = 0$)에서 이 오차는 경미한 무효전력 오차에 해당하며, 5장 실험에서 허용 범위 내임을 확인하였다.
+
+**정류기 모드 적용:** 제안하는 제어기는 전력 방향과 무관하게 동일한 구조를 유지한다. 정류기 모드(AC→DC, 에너지 수전)와 인버터 모드(DC→AC, 에너지 송전)의 차이는 전류 지령 $i_d^*$의 부호뿐이며, 식 (7)-(9)의 제어 구조는 변경되지 않는다. 정류기 모드에서는 $i_d^* < 0$으로 설정된다.
+
+### 3.3.3 정상 상태 동작
+
+3상 평형 정현파 계통에서 $v_\text{meas,d} = E$ (상수), $v_\text{meas,q} = 0$이므로 식 (7)은 다음과 같이 단순화된다.
+
+$$\Delta v_d = k_p \Delta i_d + m_a \cdot E \tag{10}$$
+
+$m_a \cdot E$의 실효 적분 이득은 $k_i \cdot E$로, 기존 PI 제어기의 적분 이득 $k_i$와 크기가 다르다. 따라서 기존 PI 제어기와 동일한 루프 이득 및 안정 여유를 유지하려면 제안 제어기의 $k_i$를 $k_{i,\text{conv}} / E$ 수준으로 스케일링하여 설계해야 한다. 이 조정이 이루어지면 정상 상태 오차 제거 성능은 기존 방식과 동등하다.
+
+### 3.3.4 계통 장애 조건에서의 동작 원리
+
+**Voltage Sag 대응:** Sag 발생 시 $v_\text{meas,d}$가 $E$에서 $E_\text{sag}$로 감소한다. 제안하는 제어기에서 $\Delta v_d$의 두 번째 항은 $m_a \cdot v_\text{meas,d}$이므로, $v_\text{meas,d}$ 감소에 비례하여 전체 보상 전압이 자동으로 감소한다. 기존 PI 제어기처럼 적분기가 직접 전압을 생성하지 않으므로 적분기 출력 $m_a$가 포화되지 않는다. Sag 회복 시 $v_\text{meas,d}$가 $E$로 복귀하면 제어 출력도 즉각 정상으로 돌아온다.
+
+이 비포화 특성은 2장 히스테리시스 기반 모드 전환과도 연결된다. 심각한 Sag로 인해 $V_\text{bus}$가 $V_H$ 임계값 이하로 강하하면 DC-DC 모듈의 Buck 모드 진입이 불가능해지는 위험이 있다. 제안 제어기는 적분기가 포화 없이 유지되므로, Sag 회복 즉시 DC-AC 출력 전압이 $V_\text{ref,AC}$로 복귀하여 $V_\text{bus} > V_H$ 조건을 빠르게 복원한다. 이는 4장 4.3.3절의 $V_H$ 설계 전제 조건—DC-AC가 $V_\text{ref,AC}$를 유지할 수 있는 조건—을 제어 측면에서 뒷받침한다.
+
+**V-THD 대응:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 해당 주파수 성분이 나타난다. 그러나 $m_a$는 적분 경로($k_i/s$)를 통해 생성되므로, 고조파 주파수 영역에서의 이득이 낮다. 결과적으로 $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 성분 중 고조파 성분은 $m_a$ 자체의 저역 통과 특성에 의해 감쇠된다. 즉 제안하는 제어기는 추가적인 필터나 시퀀스 분해 알고리즘 없이도 구조적으로 V-THD가 전류 지령에 반영되는 것을 억제한다.
+
+### 3.3.5 전압 불평형 조건에서의 동작
+
+3상 입력 전압 불평형이 존재하면 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 2ω 맥동 성분이 유입된다. 제안 제어기에서 $m_a$는 적분 경로의 저역 통과 특성으로 인해 2ω(120 Hz) 성분에 대한 이득이 크게 감쇠되어, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 경로를 통한 2ω 전류 지령 유입이 부분적으로 억제된다. 단상 Sag와 같이 구조적으로 3상 불평형을 수반하는 조건에서의 전류 균형 유지 및 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감 효과는 5장 5.5.3절에서 실험으로 검증한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.4 소결
+
+본 장에서는 정류기 모드로 운전되는 DC-AC 모듈에 가해지는 선박 약계통 조건(Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형)에 대응하기 위한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 전압 보상항 대신 계통 전압에 곱해지는 무차원 변조 계수로 재정의하여, 계통 전압 장애로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리한다.
+
+이론 분석에 따르면, Voltage Sag 조건에서 $v_\text{meas,d}$ 감소에 비례한 보상 전압 자동 감소로 적분기 포화가 방지되며, V-THD 조건에서는 $m_a$의 저역 통과 특성이 고조파 성분의 전류 지령 유입을 구조적으로 억제한다. 전압 불평형에 의한 2ω 성분 역시 동일한 저역 통과 특성에 의해 부분적으로 감쇠된다.
+
+또한, 비포화 특성에 의해 Sag 회복 후 DC-AC 출력 전압이 $V_\text{ref,AC}$로 즉각 복귀함으로써, 4장에서 설계한 $V_H$ 트리거 조건의 제어적 뒷받침을 제공한다.
+
+한편, 제안하는 제어기의 구조는 2장의 모듈형 시스템에 종속되지 않으며, 약계통 환경에서 동작하는 범용 3상 정류기·인버터에도 적용 가능하다.
+
+제안하는 제어기의 실험 검증—V-THD 조건에서의 I-THD 억제, Voltage Sag 조건에서의 과도 안정성, 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감—은 5장 5.5절에서 본 연구의 4 kW 실험 플랫폼을 대상으로 수행한다.
+

Thesis/Master_Thesis260517/Paper5.md

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+title: Paper5
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+published: true
+date: 2026-05-18T01:22:57.365Z
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+dateCreated: 2026-05-17T19:42:15.798Z
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+
+# 1 서론
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MEPC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 있다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
+
+선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 상실하며 인명 안전에 심각한 위협이 될 수 있다. 이에 따라 IEC 60092, KR 강선규칙 등에서는 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체를 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있으며 \[3\]\[4\], 한국의 해양수산부 「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 \[5\].
+
+현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 유연성을 저해하며, 제조사별 독점적 통신 프로토콜 및 폐쇄적 인터페이스 규격으로 인해 단일 선박에 복수 제조사의 제품을 혼용하기 어렵다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 버스의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 모듈간 인터페이스 신뢰성을 저하시켜 모듈 간 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이러한 교란의 주요 원인은 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 버스 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래한다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+
+본 연구는 DC 버스 전압을 유일한 모듈 간 인터페이스로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 선박 약계통 조건(V-THD, 전압 불평형, 단상·2상 Voltage Sag)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다. 제안하는 구조의 동작 특성과 제어 성능은 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
+
+# 2 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템
+
+## 2.1 제안 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 링크를 중심으로 DC-AC 컨버터 모듈과 DC-DC 컨버터 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 링크 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스를 공유하지 않는다. 이 구조는 Kim et al. \[1\]이 UPS 시스템에서 제시한 "DC 링크 전압 단일 공유 원리"를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 드룹 제어 \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여 통신 없이 모듈 간 협조 운전을 구현한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 링크 전압을 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 링크 전압을 에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
+
+이 구조에서 DC 링크 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 링크 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
+
+DC-DC 컨버터 모듈은 DC 링크 전압과 두 임계값(, )의 대소 관계만으로 동작 모드를 결정한다.
+
+동작모드충전현재모드유지방전
+
+DC-AC 모듈이 정상 운전 중일 때 DC 링크 전압은 로 유지되며 를 초과하고, DC-DC 모듈은 Buck(충전) 모드로 진입한다. DC-AC 모듈이 정지하거나 전원 이상이 발생하면 DC 링크 전압이 강하하여 미만으로 떨어지고, DC-DC 모듈은 Boost(방전) 모드로 전환한다. 이 전환은 어떠한 통신 신호나 중앙 제어기의 명령 없이 DC 링크 전압 레벨 변화만으로 이루어진다.
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+두 임계값 사이의 히스테리시스 밴드는 측정 노이즈에 의한 오전환(Chattering)을 방지하는 동시에, 두 모드가 명확하게 분리되도록 보장한다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+## 2.3 드룹 기반 병렬 전류 분담
+
+복수의 DC-DC 모듈이 운전될 때, 각 모듈의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 조정하는 드룹 제어를 적용한다.
+
+여기서 은 무부하 기준 전압, 는 드룹 계수(가상 출력 저항), 는 모듈 의 출력 전류이다. 부호 규약은 DC 링크로 전류를 공급하는 방전(Boost) 방향을 양(+), DC 링크에서 전류를 흡수하는 충전(Buck) 방향을 음(−)으로 정의한다. 따라서 Boost 모드에서는 이므로 이 되어 드룹 특성이 나타나고, Buck 모드에서는 이므로 가 되어 충전 전류 증가에 따라 기준 전압이 상승한다. 기준 전압이 상승하면 DC 버스 전압과의 차이가 줄어들어 해당 모듈의 충전 전류가 억제되는 방향으로 작용하며, 이것이 Buck 모드에서의 전류 균등 분담 메커니즘이다. 동일한 를 가진 개 모듈이 병렬 연결되면 공유 DC 링크 전압이 같으므로, 각 모듈의 출력 전류는 자동으로 균등 분담된다.
+
+드룹 제어는 정상 상태 전압 편차를 수반하나, 이 편차는 전압 허용 범위 내로 제한되도록 드룹 계수를 설계함으로써 관리된다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+(XXX 그림: 드룹 제어에 의한 병렬 모듈 전류 분담 개념도)
+
+## 2.4 동작 시나리오별 동작
+
+제안하는 구조에서 발생할 수 있는 주요 동작 시나리오는 다음과 같다.
+
+**시나리오 A — AC 입력 정상, 배터리 충전:** DC-AC 모듈이 AC 전원을 정류하여 DC 링크 전압을 유지함으로써 자연스럽게 를 초과, DC-DC 모듈이 이를 감지하여 Buck(충전) 모드로 진입하여 배터리를 충전한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 충전 전류가 분담된다.
+
+**시나리오 B — AC 입력 없음, 배터리 방전:** AC 입력이 차단되면 DC-AC 모듈이 정지하여 DC 링크 전압이 강하한다. 미만으로 전압이 강하하면 DC-DC 모듈이 Boost(방전) 모드로 자율 전환하여 배터리 전력을 DC 링크에 공급한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 방전 전류가 균등 분담된다.
+
+**시나리오 C — AC 입력 전력 품질 저하, DC 링크 전압 불안정:** AC 입력 전원의 전력 품질 저하로 인해 DC-AC 모듈의 제어 안정성이 저하되면 DC 링크 전압에 리플 및 변동이 발생한다. 이 때의 트랜지언트 상태에서 DC 링크 전압이 미만으로 강하하면 DC-DC 모듈에 채터링 현상이 발생하며 전체 시스템 안정성을 저하시킬 수 있다.
+
+**시나리오 D - 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장:** 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장: 배터리 방전(Boost) 모드로 DC-DC 모듈 병렬 운전 중 단일 모듈 고장 시, 정상 모듈은 DC 링크 전압을 기준으로 독립적으로 Boost 모드를 유지하며 드룹에 의해 전체 방전 전류를 분담한다. 통신이나 중앙 제어기의 개입 없이 DC 링크 전압이 정상 범위 내로 유지된다.
+
+(XXX 그림: 동작 시나리오별 DC 링크 전압 및 모듈 전류 개념도)
+
+## 2.5 신뢰성 및 모듈성 분석
+
+기존 통신 기반 병렬 제어 구조에서는 통신 버스 또는 중앙 제어기가 단일 고장점으로 작용한다. 통신 장애 발생 시 전체 시스템의 신뢰성이 저하되거나 고장 복구 전까지 시스템이 기능을 상실할 수 있다. 제안하는 구조에서는 모듈 간 통신 인터페이스에 동작이 종속되지 않으므로, 통신 관련 단일 고장점이 원천적으로 배제된다. DC-DC 컨버터 모듈이 병렬로 구성된 경우, 단일 모듈 고장 시에도 나머지 모듈이 독립적으로 동작하며 통신 장애 상태와 관계 없이 부하를 분담한다. 이는 UPS 시스템에서 검증된 원리 \[1\]를 선박 전력 시스템에 적용한 것으로, 구체적인 동작은 5장 시뮬레이션에서 확인한다.
+
+DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유지하기 위한 드룹 계수의 재설계만으로 이루어질 수 있다. 이와 같은 특성은 선박의 운용 조건이나 정비 일정에 따른 유연한 시스템 재구성을 가능하게 할 뿐만 아니라, 시스템의 이중화(Redundancy) 구조를 용이하게 구현할 수 있는 기반을 제공한다.
+
+(XXX 표: 통신 기반 방식 vs. 제안하는 통신 독립 방식 비교)
+
+## 2.6 소결
+
+본 장에서는 DC 링크 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 이 UPS 시스템에서 확립한 DC 링크 단일 공유 원리\[1\]를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 히스테리시스 기반 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담을 결합하여 구현된다. 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+
+단, DC 링크 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+# 3\. 정류기 운전을 위한 계통 장애 대응 전류 제어
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성
+
+### 3.1.1 선박 발전기의 전압 특성
+
+선박 발전기는 과도 리액턴스()가 높아, 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류()가 다음과 같이 발전기 단자 전압을 직접 왜곡시킨다.
+
+동일한 고조파 전류에 대해 가 클수록 단자 전압 왜곡이 크게 나타난다. 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류는 고임피던스 발전기 환경에서 심각한 V-THD 악화를 유발하며, DC-AC 모듈은 이렇게 왜곡된 전압을 입력으로 받는다.
+
+전압 강하(Voltage Sag) 측면에서도 선박 독립 마이크로그리드는 불리하다. 부하 투입 시 초기 강하 구간이 에 지배되며, 계통 단락 용량에 의해 빠르게 회복되는 계통 연계 환경과 달리 발전기 AVR(자동전압조정기) 단독으로 전압을 회복해야 하므로 Sag 지속 시간이 길어진다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 비선형 부하 투입에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.2 Shore Power의 전력 품질 특성
+
+항만 육상 전원(Shore Power)은 계통에 연계된 전원이지만, 소규모 항만이나 노후 설비에서는 계통 임피던스()가 높은 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 약계통에서는 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류가 계통 임피던스와 결합하여 공통 연결점(PCC) 전압을 왜곡시킨다.
+
+주목할 점은, 가 증가할수록 부하 전류의 고조파 성분(I-THD)은 오히려 감소하는 경향이 있으나, 전압 고조파(V-THD)는 증가한다는 것이다 \[2\]. 즉 전류 품질이 기준을 만족하는 조건에서도 전압 품질이 저하될 수 있다.
+
+전압 불평형 측면에서는, 항만 계통의 3상 부하 불균형 또는 단상 부하의 집중으로 인해 3상 전압의 크기 불평형이 발생하여 정류기의 DC 링크 전압에 저주파 리플을 유발할 수 있다.
+
+(XXX 그림: 약계통 Shore Power의 V-THD 및 전압 불평형 특성 예시)
+
+### 3.1.3 전력 품질 문제가 정류기 운전에 미치는 영향
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 선박 AC 전원에서 3상 부하 불균형이나 단상·2상 전압 강하(Sag)가 발생하면 3상 입력 전압에 역상 성분이 포함된다. 역상 성분은 동기좌표계 내의 PI 제어기가 추종하기 어려운 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. 이 역상 성분에 의하여 전류 제어기의 안정성이 떨어지면 DC 전압 제어기의 성능이 같이 저하하며 DC 링크 전압이 변동하여 의도치 않은 DC-DC 모듈의 모드 변환이 트리거될 수 있다. 또한 전원이 정상 상태로 복구될 때 적분기 잔류 성분에 의해 과도 응답이 지연되는 문제도 수반된다.
+
+**V-THD:** 선박 발전기의 높은 과도 리액턴스() 또는 약계통 Shore Power의 높은 계통 임피던스() 조건에서는 부하 전류의 고조파 성분이 단자 전압에 직접 투영되어 V-THD가 악화되기 쉽다. 왜곡된 계통 전압은 동기좌표계 , 에 특정 차수의 맥동으로 나타나며, 피드포워드 항의 고정 기준값()과 실제 계통 전압 간의 오차가 상시 존재하게 된다. 이 오차가 전류 제어 루프에 유입되어 입력 전류가 왜곡되어 I-THD가 증가한다. 증가한 I-THD는 정류기를 통해 DC 링크 전압에 맥동을 유발하여 DC 인터페이스 기반의 안정성을 저하시킨다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형이 정류기 DC 링크에 미치는 영향 경로 블록 다이어그램)
+
+## 3.2 기존 PI 전류 제어기의 한계 분석
+
+### 3.2.1 동기좌표계 PI 전류 제어기의 구조
+
+DC-AC 모듈은 PWM 정류기(AFE)로 동기좌표계 전류 제어 루프를 가지며, 이하의 분석은 이 전류 제어 루프를 전제로 한다. AC 입력 전압()과 컨버터 출력 전압(), 입력 전류()의 관계는 동기좌표계()에서 다음과 같이 표현된다 \[1\].
+
+여기서 은 필터 인덕터, 는 AC 계통 각주파수이다. 정류기 모드이므로 (계통에서 DC 링크로 에너지 흡수)이다. 동기좌표계 전류 지령은 abc-dq 변환(Park’s 변환)을 통해 생성되며, 제어 출력은 역변환(dq-abc)을 거쳐 각 상의 스위칭 신호로 변환된다. 식 (1), (2)로부터 전류 제어기를 설계하면:
+
+PI 제어기를 적용한 제어 출력 는 다음과 같다.
+
+여기서 는 전류 지령, 는 각각 비례 및 적분 이득이다. 위 식은 3상 평형 정현파 계통을 가정하여 (상수), 으로 두고 유도된다.
+
+(XXX 그림: 기존 PI 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+### 3.2.2 약계통 조건에서의 문제점
+
+세 조건 모두 공통적으로 , 가 3상 평형 정현파 가정— (상수), —에서 벗어나게 만들며, 이는 PI 전류 제어기의 구조적 한계를 직접 노출시킨다.
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 역상 성분은 동기좌표계 , 에 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. PI 적분기는 직류 오차 제거에 최적화된 구조이므로 이 주파수 성분을 충분히 추종하지 못하며, 전류 오차가 누적되어 적분기 포화로 이어진다. 전원이 정상 상태로 복구될 때 잔류 적분값이 남아 있어 전류 오버슈트와 과도 응답 지연이 발생한다.
+
+**V-THD:** 피드포워드 항에 사용되는 기준값 는 고정 상수이므로, 고조파 성분이 포함된 실제 와의 오차가 상시 존재한다. 이 오차는 전류 제어 루프에 유입되어 PI 적분기가 보상을 시도하지만, 해당 영역에서 적분기의 이득이 충분치 않아 I-THD를 억제하지 못한다.
+
+---
+
+## 3.3 제안하는 전류 제어기
+
+### 3.3.1 제어기 설계
+
+기존 PI 제어기의 근본적인 한계는 적분기가 직접 전압 보상항()을 생성하는 구조에 있다. 이 구조에서는 계통 전압의 변동이 피드포워드 항()과 실제 계통 전압() 간의 불일치로 이어지고, 이 불일치가 적분기에 누적되어 포화를 유발한다.
+
+제안하는 제어기는 적분기의 역할을 재정의한다. 적분기 출력이 직접 전압 보상값을 생성하는 대신, 계통 전압 피드포워드에 곱해지는 **변조 계수(Modulation Factor)** 를 생성하도록 변경한다. 이는 적분기 출력을 절대적인 전압 값이 아닌 상대적인 비율(스칼라, 무차원)로 변환함으로써, 계통 전압 변동으로부터 적분기 출력을 분리(Decoupling)하는 효과를 얻는다.
+
+제안하는 제어기는 다음과 같이 정의된다.
+
+여기서 변조 계수 는 d축 전류 오차의 적분으로부터 생성된다.
+
+, 는 동기좌표계로 변환된 계통 전압의 실측값이다. 교차 보상항(, )은 다음과 같은 이유로 생략하였다. 항은 역률 1 운전()에서 무시 가능하다. 항은 정상 운전 조건에서 상대적으로 작으며, 생략에 따른 정상 상태 및 과도 상태 성능 저하가 허용 범위 내임을 5장 실험에서 확인한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+**q축 제어 특성:** 식 (8)에서 변조 계수 는 d축 전류 오차의 적분(식 9)으로만 생성되며, q축에는 별도의 적분 경로가 존재하지 않는다. 3상 평형 계통의 정상 상태에서 이므로 q축 제어 출력은 비례항 에 지배된다. 이로 인해 q축 전류의 정상 상태 오차가 완전히 제거되지 않을 수 있으나, 역률 1 운전()에서 이 오차는 경미한 무효전력 오차에 해당하며, 5장 실험에서 허용 범위 내임을 확인하였다.
+
+**정류기 모드 적용:** 제안하는 제어기는 전력 방향과 무관하게 동일한 구조를 유지한다. 정류기 모드(AC→DC, 에너지 수전)와 인버터 모드(DC→AC, 에너지 송전)의 차이는 전류 지령 의 부호뿐이며, 식 (7)-(9)의 제어 구조는 변경되지 않는다. 정류기 모드에서는 으로 설정된다.
+
+### 3.3.2 정상 상태 동작
+
+정상 상태에서 전류 오차 가 잔존하면 식 (9)의 적분기 출력 가 계속 증가하고, 이에 따라 식 (7)의 제어 출력 가 변화하여 전류 오차를 감소시키는 방향으로 작용한다. 이 과정이 반복되어 정상 상태에서 으로 수렴한다. 즉 적분기는 기존 PI 제어기의 적분항과 동일하게 정상 상태 오차를 제거하는 역할을 수행한다.
+
+### 3.3.3 계통 장애 조건에서의 동작 원리
+
+**내용 작성 중**  
+**전압 불평형 및 Voltage Sag 대응:** 단상·2상 전압 강하(Sag) 또는 전압 불평형이 발생하면 , 에 2ω(120 Hz) 맥동 성분이 유입된다. 는 적분 경로()를 통해 생성되므로 이 주파수 성분에 대한 이득이 낮아, 경로를 통한 2ω 전류 지령 유입이 부분적으로 억제되는 것으로 예상된다. 이에 따른 DC 링크 2ω 리플 저감 및 전류 균형 유지 효과는 5장 실험에서 검증한다.
+
+**V-THD 대응:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 , 에 해당 주파수 성분이 나타난다. 는 적분 경로의 저역 통과 특성으로 인해 고조파 주파수 영역에서의 이득이 낮아, 성분 중 고조파 성분이 감쇠되는 것으로 예상된다. 추가적인 필터나 시퀀스 분해 알고리즘 없이 I-THD가 저감되는지 여부는 5장 실험에서 검증한다.
+
+---
+
+## 3.4 소결
+
+본 장에서는 정류기 모드로 운전되는 DC-AC 모듈에 가해지는 선박 약계통 조건(Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형)에 대응하기 위한 변조 계수() 기반 전류 제어기를 제안하였다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 전압 보상항 대신 계통 전압에 곱해지는 변조 계수로 재정의하여, 계통 전압 장애로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리한다.
+
+한편, 제안하는 제어기의 구조는 2장의 모듈형 시스템에 종속되지 않으며, 약계통 환경에서 동작하는 범용 3상 정류기·인버터에도 적용 가능하다.
+
+제안하는 제어기의 실험 검증—V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Voltage Sag 조건에서의 과도 안정성, 전압 불평형 조건에서의 동작 안정성—은 5장 5.5절에서 본 연구의 4 kW 실험 플랫폼을 대상으로 수행한다.
+
+# 4\. 설계 가이드라인
+
+# 5\. 시뮬레이션 및 실험 검증
+
+## 5.1 검증 개요
+
+본 장에서는 2장에서 제안한 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조와 3장에서 제안한 변조 계수() 기반 전류 제어기를 시뮬레이션 및 실제 실험을 통해 검증한다.
+
+검증은 다음 순서로 진행된다. 먼저 시뮬레이션을 통해 모듈식 병렬 운전 및 이중화 동작을 확인하고, 이어서 실험 테스트베드에서 동일 조건을 재현하여 실험 파형으로 검증한다. 3장의 전류 제어 전략은 약계통 조건을 인위적으로 생성한 후 제어 적용 전후를 비교하는 방식으로 검증한다.
+
+이론적 배경 및 제어 알고리즘의 상세 내용은 각 실험 항목 직전에 간략히 기술하며, 별도의 이론 절을 구성하지 않는다.
+
+---
+
+## 5.2 시뮬레이션 검증
+
+### 5.2.1 시뮬레이션 환경 및 조건
+
+시뮬레이션은 (XXX 환경)에서 수행하였으며, 4장에서 결정된 설계 파라미터를 적용하였다.
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 파라미터)
+
+### 5.2.2 병렬 운전 시뮬레이션
+
+**검증 목적:** DC-DC 모듈 2대 병렬 운전 시 드룹 제어에 의한 전류 균등 분담 확인
+
+**시나리오:**
+
+-   Boost(방전) 모드: 2대 병렬, 정격 부하 정상 상태에서 두 모듈의 방전 전류 분담
+-   Buck(충전) 모드: 2대 병렬, DC-AC 운전 중 두 모듈의 충전 전류 분담
+-   부하 급변 조건에서의 과도 응답 및 전류 분담 복원
+
+**평가 지표:** 정상 상태 전류 불균형률(%), DC 링크 전압 편차
+
+(XXX 그림: Boost 모드 병렬 운전 — 두 모듈 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 그림: Buck 모드 병렬 운전 — 두 모듈 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 그림: 부하 급변 시 전류 분담 과도 응답)
+
+### 5.2.3 이중화 동작 시뮬레이션
+
+**검증 목적:** 단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 자율적 역할 인수 및 DC 링크 전압 복원 확인
+
+**시나리오:**
+
+-   DC-DC 모듈 2대 중 1대 갑작스러운 정지 → 나머지 1대의 Boost 전류 증가 및 전압 복원
+-   DC-DC 모듈 2대 중 1대 정지 (Buck 충전 중) → 나머지 1대의 충전 전류 자동 인수
+
+**평가 지표:** 고장 발생 시점부터 DC 링크 전압이 허용 범위 내로 재진입하는 복구 시간
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(방전 중) 이중화 동작 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 동작 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+---
+
+## 5.3 실험 테스트베드
+
+### 5.3.1 테스트베드 구성
+
+(XXX 그림: 실험 테스트베드 전체 사진)
+
+(XXX 그림: 실험 테스트베드 구성도 — 각 모듈 연결 및 계측 포인트)
+
+**표 5.1.** 실험 장비 목록
+
+| 장비  | 사양  | 역할  |
+| --- | --- | --- |
+| DC 전원·부하 시뮬레이터 | (XXX) | 배터리 모사 |
+| AC 전원 시뮬레이터 | (XXX) | 발전기/Shore Power 모사 (V-THD, 단상·2상 Sag, 불평형 생성) |
+| 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
+| T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
+| 오실로스코프 | (XXX) | 전압·전류 파형 측정 |
+| 전력 분석기 | (XXX) | THD, 전력 등 정량 측정 |
+
+### 5.3.2 제어기 구현
+
+(XXX 그림: DSP/FPGA 기반 제어기 보드 사진)
+
+제어 알고리즘은 (XXX) DSP/마이크로컨트롤러에서 구현되었으며, 제어 실행 주기는 (XXX) μs이다.
+
+---
+
+## 5.4 실험 검증: 모듈식 구조 (2장 검증)
+
+### 5.4.1 히스테리시스 모드 전환 실험
+
+DC 링크 전압이 , 임계값을 통과할 때 모드 전환이 채터링 없이 명확하게 이루어지는지 확인한다. 측정 노이즈 환경에서도 오전환이 발생하지 않음을 검증한다.
+
+(XXX 그림: DC 링크 전압 및 DC-DC 모듈 동작 모드 전환 실험 파형)
+
+### 5.4.2 병렬 운전 실험
+
+DC-DC 모듈 2대 병렬 운전에서 드룹 기반 전류 균등 분담을 실험으로 확인한다.
+
+(XXX 그림: Boost 모드 2대 병렬 — 실험 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 그림: Buck 모드 2대 병렬 — 실험 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 vs. 실험 전류 불균형률 비교)
+
+### 5.4.3 이중화 동작 실험
+
+단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 자율적 역할 인수를 실험으로 확인한다. 5.2.3절 시뮬레이션과 동일한 두 시나리오를 실험으로 재현한다.
+
+**시나리오 1 — DC-DC 모듈 고장 (방전 중):**  
+Boost 모드로 병렬 운전 중인 DC-DC 모듈 2대 중 1대를 강제 정지시켜, 나머지 1대가 DC 링크 전압 강하를 감지하고 방전 전류를 자동으로 증가시켜 전압을 복원하는 과정을 확인한다.
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(방전 중) 이중화 실험 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+**시나리오 2 — DC-DC 모듈 고장 (충전 중):**  
+Buck 모드로 병렬 충전 중인 DC-DC 모듈 2대 중 1대를 강제 정지시켜, DC-AC 모듈이 DC 링크 전압을 유지하는 가운데 나머지 1대가 충전 전류를 자동으로 인수하여 충전 연속성을 유지하는 과정을 확인한다.
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 실험 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+(XXX 표: 고장 발생 후 DC 링크 전압 복구 시간 — 시나리오 1·2 시뮬레이션 vs. 실험 비교)
+
+---
+
+## 5.5 실험 검증: 약계통 전류 제어 (3장 검증)
+
+### 5.5.1 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
+
+**실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 V-THD (XXX)% 조건 생성
+
+제안하는 변조 계수 기반 전류 제어기 적용 전후 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 비교한다.
+
+(XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 전 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 후 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD 측정값 — 제어 전/후 비교)
+
+### 5.5.2 단상·2상 Voltage Sag 과도 응답 실험
+
+**실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 단상·2상 전압 강하(Sag) 인가
+
+Sag 발생 및 회복 시 제어 적용 전후의 입력 전류 과도 응답을 비교하여 적분기 잔류 성분에 의한 과도 응답 지연 개선 여부를 확인한다.
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 전 입력 전류 및 DC 링크 전압 파형)
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 후 입력 전류 및 DC 링크 전압 파형)
+
+### 5.5.3 전압 불평형 조건 실험
+
+**실험 조건:** 3상 입력 전압 불평형률 (XXX)% 인가
+
+제어 적용 전후 DC 링크 전압의 2ω 저주파 리플 진폭을 비교하고, 히스테리시스 모드 전환 안정성에 미치는 영향을 확인한다.
+
+(XXX 그림: 전압 불평형 조건 — 제어 전후 DC 링크 전압 리플 비교)
+
+(XXX 표: 전압 불평형 조건별 DC 링크 2ω 리플 진폭 — 제어 전/후 비교)
+
+---
+
+## 5.6 소결
+
+본 장에서는 시뮬레이션과 실험을 통해 2장 및 3장에서 제안한 내용을 검증하였다. 시뮬레이션에서는 병렬 전류 분담 및 이중화 동작이 설계 의도대로 이루어짐을 확인하였으며, 실험에서는 실제 하드웨어 환경에서 동일한 동작이 재현됨을 파형으로 검증하였다. 약계통 조건에서의 변조 계수() 기반 전류 제어기는 V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감에서 기존 PI 제어기 대비 개선을 나타내었으며, 상세 비교 결과는 각 절의 표에 정리하였다.
+
+# 6 결론
+
+본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 환경에 적용 가능한 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 시뮬레이션 및 실험으로 검증하였다.
+
+첫째, DC 링크 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하는 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조를 제안하였다. 히스테리시스 기반 자율 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담의 결합을 통해 통신 버스 없이 DC-AC 및 DC-DC 모듈의 운전이 달성되며, 단일 고장점 제거 및 Plug-and-Play 모듈 확장이 가능함을 실험으로 확인하였다.
+
+둘째, 약계통 조건(V-THD, 단상·2상 Voltage Sag, 전압 불평형)에 대응하는 변조 계수() 기반 전류 제어기를 제안하였다. 적분기 출력을 무차원 변조 계수로 재정의하여 계통 전압 변동으로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리함으로써, V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감 효과를 실험으로 확인하였다.
+
+셋째, 히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 체계적 설계 절차를 일반화된 형태로 제시하였다. 이 절차는 시스템 공칭 전압과 허용 편차를 입력으로 결정론적으로 파라미터를 도출하며, 특정 인증 기준에 종속되지 않는 범용 DC 마이크로그리드 설계 가이드라인으로 활용 가능하다.

Thesis/Master_Thesis260517/Paper_V1.md

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+---
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+date: 2026-05-17T12:46:55.463Z
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+dateCreated: 2026-05-17T08:40:38.836Z
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+
+# 1 서론
+
+## 1.1 연구 배경
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MPEC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 잇다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상 시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
+
+해상에서의 선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 상실하며 인명 안전에 심각한 위협이 될 수 있다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)에서는 발전기 1기 이상 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지되거나 복구 될것으로 규정하고 있으며 IEC 60092, KR 강선규칙 등에서는 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체를 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다. \[3\]\[4\]. 한국의 해양수산부「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 \[5\].
+
+현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성 문제를 야기하며, 전력 시스템 제조사간의 ~~~로 인하여 한 선박에 한가지 제조사의 제품만을 사용하여야 하는 문제 등, 장기적 측면에서 선주에게 어려움을 만든다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+(그림 : 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)
+(그림 : 모듈간 병렬 or PLC등을 이용한 중앙 제어 집중식 구조)
+
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 링크의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 히스테리시스 밴드 판단과 드룹 제어 신호를 오염시켜 모듈 간 제어 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이는 통신 기반 시스템에서는 상대적으로 완충될 수 있는 문제이나, 제안하는 구조에서는 DC 버스 전압이 유일한 모듈 간 인터페이스이므로 그 영향이 직접적이다. 따라서 DC 링크를 교란하는 외부 요인에 대한 별도의 대응이 필요하다.
+
+이러한 교란의 주요 원인은 제안하는 시스템만의 문제가 아니라 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 링크 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래하고, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동으로 이어질 수 있다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+
+(XXX 그림: 선박 약계통에서 비정상적인 AC 입력이 미칠 수 있는 영향 개념도)
+
+## 1.2 연구 목적 및 내용
+
+본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 달성하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터로 구성된 공유 DC 링크 기반의 모듈형 전력변환 시스템을 제안한다. 실험 플랫폼을 구축하여 시스템의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.
+
+첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 통신 없이도 운전이 이루어지는 구조의 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템 구조를 제안한다. 이 구조는 통신 버스의 단일 고장점을 제거하며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 요건을 충족할 수 있다. 제안하는 구조의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
+
+둘째, DC-AC 정류기에 작용하는 약계통 조건에 대한 안정성 보완 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인해 충전 모드에서 발생할 수 있는 전압 고조파 왜곡(V-THD), 전압 강하(Voltage Sag), 전압 불평형이 DC 링크 전압의 품질을 저하시킬 수 있음을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 통해 이를 보완한다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 계통 전압 변동으로부터 구조적으로 분리하며, 실험으로 검증하여 악조건에서 기존 PI 제어기 대비 전압 외란에 대한 내성이 향상됨을 실험으로 확인한다.
+
+## 1.3 논문 구성
+
+본 논문의 구성은 다음과 같다.
+
+2장에서는 DC 링크 전압을 유일한 공유 신호로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템의 구조와 협조 운전 메커니즘을 제안하고, 신뢰성 및 모듈성을 분석한다.
+
+3장에서는 DC-AC 정류기에 작용하는 선박 약계통 특성(V-THD, Voltage Sag, 전압 불평형)이 DC 링크 전압 품질에 미치는 영향을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다.
+
+4장에서는 2장의 모듈형 구조를 실제로 구현하기 위한 설계 파라미터(히스테리시스 임계값, 드룹 계수)의 결정 절차와 가이드라인을 제시하며, 본 연구의 실험 시스템 구성을 기술한다.
+
+5장에서는 시뮬레이션 및 실험을 통해 2장과 3장에서 제안한 내용을 검증한다. 검증 결과를 종합하고 본 연구의 한계와 향후 연구 방향을 제시한다.
+
+# 2 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템
+
+## 2.1 제안 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 링크를 중심으로 DC-AC 컨버터 모듈과 DC-DC 컨버터 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 링크 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스를 공유하지 않는다. 이 구조는 Kim et al. \[1\]이 UPS 시스템에서 제시한 "DC 링크 전압 단일 공유 원리"를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 드룹 제어 \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여 통신 없이 모듈 간 협조 운전을 구현한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 $V_H$ 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
+
+이 구조에서 DC 링크 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 링크 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+그러나 이 단일 의존성은 구조적 취약점이기도 하다 — DC 링크 전압이 외부 요인에 의해 오염되면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차가 직접 유발된다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+### 2.1.1 설계 원칙
+
+### 2.1.2 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 링크를 중심으로 DC-DC 모듈과 DC-AC 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 링크 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스에 종속되지 않는다. 이 구조는 **Kim et al. \[1\]이 UPS 시스템에서 제시한 "DC 링크 전압 단일 공유 원리"—정류기, 배터리 충방전기, 인버터가 DC 링크 전압이라는 단일 공유 정보만으로 상호 협조하는 구조—를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것이다. 드룹 제어(Droop Control) \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여, 통신 없이 DC-AC 및 DC-DC 모듈이 협조 운전하는 구조를 구현한다.**
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 $V_H$ 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
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+

Thesis/Master_Thesis260517/paper3.md

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+---
+title: Paper3
+description: 
+published: true
+date: 2026-05-17T19:21:51.652Z
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+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-17T19:21:51.652Z
+---
+
+# 1 서론
+
+## 1.1 연구 배경
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MPEC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 잇다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상 시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
+
+해상에서의 선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 상실하며 인명 안전에 심각한 위협이 될 수 있다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)에서는 발전기 1기 이상 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지되거나 복구 될것으로 규정하고 있으며 IEC 60092, KR 강선규칙 등에서는 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체를 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다. \[3\]\[4\]. 한국의 해양수산부「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 \[5\].
+
+현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성 문제를 야기하며, 전력 시스템 제조사간의 ~~~로 인하여 한 선박에 한가지 제조사의 제품만을 사용하여야 하는 문제 등, 장기적 측면에서 선주에게 어려움을 만든다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+(그림 : 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)
+(그림 : 모듈간 병렬 or PLC등을 이용한 중앙 제어 집중식 구조)
+
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 링크의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 히스테리시스 밴드 판단과 드룹 제어 신호를 오염시켜 모듈 간 제어 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이는 통신 기반 시스템에서는 상대적으로 완충될 수 있는 문제이나, 제안하는 구조에서는 DC 버스 전압이 유일한 모듈 간 인터페이스이므로 그 영향이 직접적이다. 따라서 DC 링크를 교란하는 외부 요인에 대한 별도의 대응이 필요하다.
+
+이러한 교란의 주요 원인은 제안하는 시스템만의 문제가 아니라 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 링크 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래하고, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동으로 이어질 수 있다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+
+(XXX 그림: 선박 약계통에서 비정상적인 AC 입력이 미칠 수 있는 영향 개념도)
+
+## 1.2 연구 목적 및 내용
+
+본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 달성하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터로 구성된 공유 DC 링크 기반의 모듈형 전력변환 시스템을 제안한다. 실험 플랫폼을 구축하여 시스템의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.
+
+첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 통신 없이도 운전이 이루어지는 구조의 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템 구조를 제안한다. 이 구조는 통신 버스의 단일 고장점을 제거하며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 요건을 충족할 수 있다. 제안하는 구조의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
+
+둘째, DC-AC 정류기에 작용하는 약계통 조건에 대한 안정성 보완 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인해 충전 모드에서 발생할 수 있는 전압 고조파 왜곡(V-THD), 전압 강하(Voltage Sag), 전압 불평형이 DC 링크 전압의 품질을 저하시킬 수 있음을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 통해 이를 보완한다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 계통 전압 변동으로부터 구조적으로 분리하며, 실험으로 검증하여 악조건에서 기존 PI 제어기 대비 전압 외란에 대한 내성이 향상됨을 실험으로 확인한다.
+
+## 1.3 논문 구성
+
+본 논문의 구성은 다음과 같다.
+
+2장에서는 DC 링크 전압을 유일한 공유 신호로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템의 구조와 협조 운전 메커니즘을 제안하고, 신뢰성 및 모듈성을 분석한다.
+
+3장에서는 DC-AC 정류기에 작용하는 선박 약계통 특성(V-THD, Voltage Sag, 전압 불평형)이 DC 링크 전압 품질에 미치는 영향을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다.
+
+4장에서는 2장의 모듈형 구조를 실제로 구현하기 위한 설계 파라미터(히스테리시스 임계값, 드룹 계수)의 결정 절차와 가이드라인을 제시하며, 본 연구의 실험 시스템 구성을 기술한다.
+
+5장에서는 시뮬레이션 및 실험을 통해 2장과 3장에서 제안한 내용을 검증한다. 검증 결과를 종합하고 본 연구의 한계와 향후 연구 방향을 제시한다.
+
+# 2 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템
+
+## 2.1 제안 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 링크를 중심으로 DC-AC 컨버터 모듈과 DC-DC 컨버터 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 링크 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스를 공유하지 않는다. 이 구조는 Kim et al. \[1\]이 UPS 시스템에서 제시한 "DC 링크 전압 단일 공유 원리"를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 드룹 제어 \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여 통신 없이 모듈 간 협조 운전을 구현한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 $V_H$ 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
+
+이 구조에서 DC 링크 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 링크 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
+
+DC-DC 컨버터 모듈은 DC 링크 전압과 두 임계값($V_{H}$, $V_{L}$)의 대소 관계만으로 동작 모드를 결정한다.
+
+$$
+\text{동작 모드} = \begin{cases}
+\text{Buck (충전)} & V_\text{bus} > V_{H} \\
+\text{현재 모드 유지} & V_{L} \leq V_\text{bus} \leq V_{H} \\
+\text{Boost (방전)} & V_\text{bus} < V_{L}
+\end{cases}
+$$
+
+DC-AC 모듈이 정상 운전 중일 때 DC 링크 전압은 $V_\text{ref,AC}$ 로 유지되며 $V_{H}$를 초과하고, DC-DC 모듈은 Buck(충전) 모드로 진입한다. DC-AC 모듈이 정지하거나 전원 이상이 발생하면 DC 링크 전압이 강하하여 $V_{L}$ 미만으로 떨어지고, DC-DC 모듈은 Boost(방전) 모드로 전환한다. 이 전환은 어떠한 통신 신호나 중앙 제어기의 명령 없이 DC 링크 전압 레벨 변화만으로 이루어진다.
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+두 임계값 사이의 히스테리시스 밴드는 측정 노이즈에 의한 오전환(Chattering)을 방지하는 동시에, 두 모드가 명확하게 분리되도록 보장한다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+## 2.3 드룹 기반 병렬 전류 분담
+
+복수의 DC-DC 모듈이 운전될 때, 각 모듈의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 조정하는 드룹 제어를 적용한다.
+
+$$V_{\text{ref},i} = V_{\text{ref},0} - R_{d} \cdot I_{o,i}$$
+
+여기서 $V_{\text{ref},0}$은 무부하 기준 전압, $R_{d}$는 드룹 계수(가상 출력 저항), $I_{o,i}$는 모듈 $i$의 출력 전류이다. 부호 규약은 DC 링크로 전류를 공급하는 방전(Boost) 방향을 양(+), DC 링크에서 전류를 흡수하는 충전(Buck) 방향을 음(−)으로 정의한다. 따라서 Boost 모드에서는 $I_{o,i} > 0$이므로 $V_{\text{ref},i} < V_{\text{ref},0}$이 되어 드룹 특성이 나타나고, Buck 모드에서는 $I_{o,i} < 0$이므로 $V_{\text{ref},i} > V_{\text{ref},0}$가 되어 충전 전류 증가에 따라 기준 전압이 상승한다. 기준 전압이 상승하면 DC 버스 전압과의 차이가 줄어들어 해당 모듈의 충전 전류가 억제되는 방향으로 작용하며, 이것이 Buck 모드에서의 전류 균등 분담 메커니즘이다. 동일한 $R_{d}$를 가진 $n$개 모듈이 병렬 연결되면 공유 DC 링크 전압이 같으므로, 각 모듈의 출력 전류는 자동으로 균등 분담된다.
+
+$$I_{o,1} = I_{o,2} = \cdots = I_{o,n} = \frac{I_\text{total}}{n}$$
+
+드룹 제어는 정상 상태 전압 편차를 수반하나, 이 편차는 전압 허용 범위 내로 제한되도록 드룹 계수를 설계함으로써 관리된다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+(XXX 그림: 드룹 제어에 의한 병렬 모듈 전류 분담 개념도)
+
+## 2.4 동작 시나리오별 동작
+
+제안하는 구조에서 발생할 수 있는 주요 동작 시나리오는 다음과 같다.
+
+**시나리오 A — AC 입력 정상, 배터리 충전:** DC-AC 모듈이 AC 전원을 정류하여 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 유지함으로써 자연스럽게 $V_H$를 초과, DC-DC 모듈이 이를 감지하여 Buck(충전) 모드로 진입하여 배터리를 충전한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 충전 전류가 분담된다.
+
+**시나리오 B — AC 입력 없음, 배터리 방전:** AC 입력이 차단되면 DC-AC 모듈이 정지하여 DC 링크 전압이 강하한다. $V_L$ 미만으로 전압이 강하하면 DC-DC 모듈이 Boost(방전) 모드로 자율 전환하여 배터리 전력을 DC 링크에 공급한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 방전 전류가 균등 분담된다.
+
+**시나리오 C — AC 입력 전력 품질 저하, DC 링크 전압 불안정:** AC 입력 전원의 전력 품질 저하로 인해 DC-AC 모듈의 제어 안정성이 저하되면 DC 링크 전압에 리플 및 변동이 발생한다. 이 때의 트랜지언트 상태에서 DC 링크 전압이 $V_L$ 미만으로 강하하면 DC-DC 모듈에 채터링 현상이 발생하며 전체 시스템 안정성을 저하시킬 수 있다.
+
+**시나리오 D - 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장:** 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장: 배터리 방전(Boost) 모드로 DC-DC 모듈 병렬 운전 중 단일 모듈 고장 시, 정상 모듈은 DC 링크 전압을 기준으로 독립적으로 Boost 모드를 유지하며 드룹에 의해 전체 방전 전류를 분담한다. 통신이나 중앙 제어기의 개입 없이 DC 링크 전압이 정상 범위 내로 유지된다.
+
+(XXX 그림: 동작 시나리오별 DC 링크 전압 및 모듈 전류 개념도)
+
+## 2.5 신뢰성 및 모듈성 분석
+
+기존 통신 기반 병렬 제어 구조에서는 통신 버스 또는 중앙 제어기가 단일 고장점으로 작용한다. 통신 장애 발생 시 전체 시스템의 신뢰성이 저하되거나 고장 복구 전까지 시스템이 기능을 상실할 수 있다. 제안하는 구조에서는 모듈 간 통신 인터페이스에 동작이 종속되지 않으므로, 통신 관련 단일 고장점이 원천적으로 배제된다. DC-DC 컨버터 모듈이 병렬로 구성된 경우, 단일 모듈 고장 시에도 나머지 모듈이 독립적으로 동작하며 통신 장애 상태와 관계 없이 부하를 분담한다. 이는 UPS 시스템에서 검증된 원리 [1]를 선박 전력 시스템에 적용한 것으로, 구체적인 동작은 5장 시뮬레이션에서 확인한다.
+
+DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유지하기 위한 드룹 계수의 재설계만으로 이루어질 수 있다. 이와 같은 특성은 선박의 운용 조건이나 정비 일정에 따른 유연한 시스템 재구성을 가능하게 할 뿐만 아니라, 시스템의 이중화(Redundancy) 구조를 용이하게 구현할 수 있는 기반을 제공한다.
+
+(XXX 표: 통신 기반 방식 vs. 제안하는 통신 독립 방식 비교)
+
+## 2.6 소결
+
+본 장에서는 DC 링크 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 이 UPS 시스템에서 확립한 DC 링크 단일 공유 원리[1]를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 히스테리시스 기반 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담을 결합하여 구현된다. 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+
+단, DC 링크 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+# 3. 정류기 운전을 위한 계통 장애 대응 전류 제어
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성
+
+### 3.1.1 선박 발전기의 전압 특성
+
+선박 발전기는 과도 리액턴스($X''_d$)가 높아, 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류($I_h$)가 다음과 같이 발전기 단자 전압을 직접 왜곡시킨다.
+
+$$V_h = I_h \times X''_d$$
+
+동일한 고조파 전류에 대해 $X''_d$가 클수록 단자 전압 왜곡이 크게 나타난다. 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류는 고임피던스 발전기 환경에서 심각한 V-THD 악화를 유발하며, DC-AC 모듈은 이렇게 왜곡된 전압을 입력으로 받는다.
+
+전압 강하(Voltage Sag) 측면에서도 선박 독립 마이크로그리드는 불리하다. 부하 투입 시 초기 강하 구간이 $X''_d$에 지배되며, 계통 단락 용량에 의해 빠르게 회복되는 계통 연계 환경과 달리 발전기 AVR(자동전압조정기) 단독으로 전압을 회복해야 하므로 Sag 지속 시간이 길어진다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 비선형 부하 투입에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.2 Shore Power의 전력 품질 특성
+
+항만 육상 전원(Shore Power)은 계통에 연계된 전원이지만, 소규모 항만이나 노후 설비에서는 계통 임피던스($Z_\text{grid}$)가 높은 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 약계통에서는 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류가 계통 임피던스와 결합하여 공통 연결점(PCC) 전압을 왜곡시킨다.
+
+주목할 점은, $Z_\text{grid}$가 증가할수록 부하 전류의 고조파 성분(I-THD)은 오히려 감소하는 경향이 있으나, 전압 고조파(V-THD)는 증가한다는 것이다 \[2\]. 즉 전류 품질이 기준을 만족하는 조건에서도 전압 품질이 저하될 수 있다.
+
+전압 불평형 측면에서는, 항만 계통의 3상 부하 불균형 또는 단상 부하의 집중으로 인해 3상 전압의 크기 불평형이 발생하여 정류기의 DC 링크 전압에 저주파 리플을 유발할 수 있다.
+
+(XXX 그림: 약계통 Shore Power의 V-THD 및 Voltage Sag 특성 예시)
+
+### 3.1.3 전력 품질 문제가 정류기 운전에 미치는 영향
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 선박 AC 전원에서 3상 부하 불균형이나 단상·2상 전압 강하(Sag)가 발생하면 3상 입력 전압에 역상 성분이 포함된다. 역상 성분은 동기좌표계 내의 PI 제어기가 추종하기 어려운 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. 이 역상 성분에 의하여 전류 제어기의 안정성이 떨어지면 DC 전압 제어기의 성능이 같이 저하하며 DC 링크 전압이 변동하여 의도치 않은 DC-DC 모듈의 모드 변환이 트리거될 수 있다. 또한 전원이 정상 상태로 복구될 때 적분기 잔류 성분에 의해 과도 응답이 지연되는 문제도 수반된다.
+
+**V-THD:** 선박 발전기의 높은 과도 리액턴스($X''_d$) 또는 약계통 Shore Power의 높은 계통 임피던스($Z_\text{grid}$) 조건에서는 부하 전류의 고조파 성분이 단자 전압에 직접 투영되어 V-THD가 악화되기 쉽다. 왜곡된 계통 전압은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 특정 차수의 맥동으로 나타나며, 피드포워드 항의 고정 기준값($E$)과 실제 계통 전압 간의 오차가 상시 존재하게 된다. 이 오차가 전류 제어 루프에 유입되어 입력 전류가 왜곡되어 I-THD가 증가한다. 증가한 I-THD는 정류기를 통해 DC 링크 전압에 맥동을 유발하여 DC 인터페이스 기반의 안정성을 저하시킨다. 
+
+(XXX 그림: Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형이 정류기 DC 링크에 미치는 영향 경로 블록 다이어그램)
+
+## 3.2 기존 PI 전류 제어기의 한계 분석
+
+### 3.2.1 동기좌표계 PI 전류 제어기의 구조
+
+DC-AC 모듈은 PWM 정류기(AFE)로 동기좌표계 전류 제어 루프를 가지며, 이하의 분석은 이 전류 제어 루프를 전제로 한다. AC 입력 전압($e_a, e_b, e_c$)과 컨버터 출력 전압($v_a, v_b, v_c$), 입력 전류($i_a, i_b, i_c$)의 관계는 동기좌표계($dq$)에서 다음과 같이 표현된다 \[1\].
+
+$$e_d = L \frac{di_d}{dt} - \omega L i_q + v_d \tag{1}$$ 
+$$e_q = L \frac{di_q}{dt} + \omega L i_d + v_q \tag{2}$$
+
+여기서 $L$은 필터 인덕터, $\omega$는 AC 계통 각주파수이다. 정류기 모드이므로 $i_d < 0$ (계통에서 DC 링크로 에너지 흡수)이다. 동기좌표계 전류 지령은 abc-dq 변환(Park's 변환)을 통해 생성되며, 제어 출력은 역변환(dq-abc)을 거쳐 각 상의 스위칭 신호로 변환된다. 식 (1), (2)로부터 전류 제어기를 설계하면:
+
+$$v_d = e_d + \omega L i_q + \Delta v_d \tag{3}$$ 
+$$v_q = e_q - \omega L i_d + \Delta v_q \tag{4}$$
+
+PI 제어기를 적용한 제어 출력 $\Delta v_d, \Delta v_q$는 다음과 같다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + k_i \int (i_d^* - i_d) dt \tag{5}$$ 
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + k_i \int (i_q^* - i_q) dt \tag{6}$$
+
+여기서 $i_d^*, i_q^*$는 전류 지령, $k_p, k_i$는 각각 비례 및 적분 이득이다. 위 식은 3상 평형 정현파 계통을 가정하여 $e_d = E$ (상수), $e_q = 0$으로 두고 유도된다.
+
+(XXX 그림: 기존 PI 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+### 3.2.2 약계통 조건에서의 문제점
+
+세 조건 모두 공통적으로 $e_d$, $e_q$가 3상 평형 정현파 가정—$e_d = E$ (상수), $e_q = 0$—에서 벗어나게 만들며, 이는 PI 전류 제어기의 구조적 한계를 직접 노출시킨다.
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 역상 성분은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. PI 적분기는 직류 오차 제거에 최적화된 구조이므로 이 주파수 성분을 충분히 추종하지 못하며, 전류 오차가 누적되어 적분기 포화로 이어진다. 전원이 정상 상태로 복구될 때 잔류 적분값이 남아 있어 전류 오버슈트와 과도 응답 지연이 발생한다.
+
+**V-THD:** 피드포워드 항에 사용되는 기준값 $E$는 고정 상수이므로, 고조파 성분이 포함된 실제 $e_d$와의 오차가 상시 존재한다. 이 오차는 전류 제어 루프에 유입되어 PI 적분기가 보상을 시도하지만, 해당 영역에서 적분기의 이득이 충분치 않아 I-THD를 억제하지 못한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.3 제안하는 전류 제어기
+
+### 3.3.1 제어기 설계
+
+기존 PI 제어기의 근본적인 한계는 적분기가 직접 전압 보상항($k_i \int \Delta i \, dt$)을 생성하는 구조에 있다. 이 구조에서는 계통 전압의 변동이 피드포워드 항($E$)과 실제 계통 전압($e_d$) 간의 불일치로 이어지고, 이 불일치가 적분기에 누적되어 포화를 유발한다.
+
+제안하는 제어기는 적분기의 역할을 재정의한다. 적분기 출력이 직접 전압 보상값을 생성하는 대신, 계통 전압 피드포워드에 곱해지는 **변조 계수(Modulation Factor)** $m_a$를 생성하도록 변경한다. 이는 적분기 출력을 절대적인 전압 값이 아닌 상대적인 비율(스칼라, 무차원)로 변환함으로써, 계통 전압 변동으로부터 적분기 출력을 분리(Decoupling)하는 효과를 얻는다.
+
+제안하는 제어기는 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + m_a \cdot v_\text{meas,d} \tag{7}$$ 
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + m_a \cdot v_\text{meas,q} \tag{8}$$
+
+여기서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분으로부터 생성된다.
+
+$$m_a = k_i \int (i_d^* - i_d) \, dt \tag{9}$$
+
+$v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전압의 실측값이다. 교차 보상항($\omega L i_q$, $\omega L i_d$)은 다음과 같은 이유로 생략하였다. $\omega L i_q$ 항은 역률 1 운전($i_q^* \approx 0$)에서 무시 가능하다. $\omega L i_d$ 항은 정상 운전 조건에서 상대적으로 작으며, 생략에 따른 정상 상태 및 과도 상태 성능 저하가 허용 범위 내임을 5장 실험에서 확인한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+**q축 제어 특성:** 식 (8)에서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분(식 9)으로만 생성되며, q축에는 별도의 적분 경로가 존재하지 않는다. 3상 평형 계통의 정상 상태에서 $v_\text{meas,q} \approx 0$이므로 q축 제어 출력은 비례항 $k_p(i_q^* - i_q)$에 지배된다. 이로 인해 q축 전류의 정상 상태 오차가 완전히 제거되지 않을 수 있으나, 역률 1 운전($i_q^* = 0$)에서 이 오차는 경미한 무효전력 오차에 해당하며, 5장 실험에서 허용 범위 내임을 확인하였다.
+
+**정류기 모드 적용:** 제안하는 제어기는 전력 방향과 무관하게 동일한 구조를 유지한다. 정류기 모드(AC→DC, 에너지 수전)와 인버터 모드(DC→AC, 에너지 송전)의 차이는 전류 지령 $i_d^*$의 부호뿐이며, 식 (7)-(9)의 제어 구조는 변경되지 않는다. 정류기 모드에서는 $i_d^* < 0$으로 설정된다.
+
+
+### 3.3.3 정상 상태 동작
+
+정상 상태에서 전류 오차 $\Delta i_d = i_d^* - i_d$가 잔존하면 식 (9)의 적분기 출력 $m_a$가 계속 증가하고, 이에 따라 식 (7)의 제어 출력 $\Delta v_d$가 변화하여 전류 오차를 감소시키는 방향으로 작용한다. 이 과정이 반복되어 정상 상태에서 $\Delta i_d \to 0$으로 수렴한다. 즉 $m_a$ 적분기는 기존 PI 제어기의 적분항과 동일하게 정상 상태 오차를 제거하는 역할을 수행한다.
+
+### 3.3.3 계통 장애 조건에서의 동작 원리
+
+**내용 작성 중**
+**전압 불평형 및 Voltage Sag 대응:** 단상·2상 전압 강하(Sag) 또는 전압 불평형이 발생하면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 2ω(120 Hz) 맥동 성분이 유입된다. $m_a$는 적분 경로($k_i/s$)를 통해 생성되므로 이 주파수 성분에 대한 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 경로를 통한 2ω 전류 지령 유입이 부분적으로 억제되는 것으로 예상된다. 이에 따른 DC 링크 2ω 리플 저감 및 전류 균형 유지 효과는 5장 실험에서 검증한다.
+
+**V-THD 대응:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 해당 주파수 성분이 나타난다. $m_a$는 적분 경로의 저역 통과 특성으로 인해 고조파 주파수 영역에서의 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 성분 중 고조파 성분이 감쇠되는 것으로 예상된다. 추가적인 필터나 시퀀스 분해 알고리즘 없이 I-THD가 저감되는지 여부는 5장 실험에서 검증한다.
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag 대응:** 단상·2상 전압 강하(Sag) 또는 전압 불평형이 발생하면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 2ω(120 Hz) 맥동 성분이 유입된다. $m_a$는 적분 경로($k_i/s$)를 통해 생성되므로 이 주파수 성분에 대한 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 경로를 통한 2ω 전류 지령 유입이 부분적으로 억제된다. 또한 단상·2상 Sag 회복 시 적분기 잔류값이 최소화되어 과도 응답 지연이 줄어든다. 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감 및 전류 균형 유지 효과는 5장 실험에서 검증한다.
+
+**V-THD 대응:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 해당 주파수 성분이 나타난다. $m_a$는 적분 경로의 저역 통과 특성으로 인해 고조파 주파수 영역에서의 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 성분 중 고조파 성분이 감쇠된다. 제안하는 제어기는 추가적인 필터나 시퀀스 분해 알고리즘 없이도 구조적으로 V-THD가 전류 지령에 반영되는 것을 억제하여 I-THD를 저감한다.
+
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.4 소결
+
+본 장에서는 정류기 모드로 운전되는 DC-AC 모듈에 가해지는 선박 약계통 조건(Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형)에 대응하기 위한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 전압 보상항 대신 계통 전압에 곱해지는 무차원 변조 계수로 재정의하여, 계통 전압 장애로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리한다.
+
+이론 분석에 따르면, Voltage Sag 조건에서 $v_\text{meas,d}$ 감소에 비례한 보상 전압 자동 감소로 적분기 포화가 방지되며, V-THD 조건에서는 $m_a$의 저역 통과 특성이 고조파 성분의 전류 지령 유입을 구조적으로 억제한다. 전압 불평형에 의한 2ω 성분 역시 동일한 저역 통과 특성에 의해 부분적으로 감쇠된다.
+
+또한, 비포화 특성에 의해 Sag 회복 후 DC-AC 출력 전압이 $V_\text{ref,AC}$로 즉각 복귀함으로써, 4장에서 설계한 $V_H$ 트리거 조건의 제어적 뒷받침을 제공한다.
+
+한편, 제안하는 제어기의 구조는 2장의 모듈형 시스템에 종속되지 않으며, 약계통 환경에서 동작하는 범용 3상 정류기·인버터에도 적용 가능하다.
+
+제안하는 제어기의 실험 검증—V-THD 조건에서의 I-THD 억제, Voltage Sag 조건에서의 과도 안정성, 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감—은 5장 5.5절에서 본 연구의 4 kW 실험 플랫폼을 대상으로 수행한다.
+

Thesis/Master_Thesis260517/paper4.md

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+title: Paper4
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+
+# 1 서론
+
+## 1.1 연구 배경
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MPEC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 잇다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상 시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
+
+해상에서의 선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 상실하며 인명 안전에 심각한 위협이 될 수 있다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)에서는 발전기 1기 이상 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지되거나 복구 될것으로 규정하고 있으며 IEC 60092, KR 강선규칙 등에서는 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체를 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다. \[3\]\[4\]. 한국의 해양수산부「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 \[5\].
+
+현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성 문제를 야기하며, 전력 시스템 제조사간의 ~~~로 인하여 한 선박에 한가지 제조사의 제품만을 사용하여야 하는 문제 등, 장기적 측면에서 선주에게 어려움을 만든다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+(그림 : 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)
+(그림 : 모듈간 병렬 or PLC등을 이용한 중앙 제어 집중식 구조)
+
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 링크의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 히스테리시스 밴드 판단과 드룹 제어 신호를 오염시켜 모듈 간 제어 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이는 통신 기반 시스템에서는 상대적으로 완충될 수 있는 문제이나, 제안하는 구조에서는 DC 버스 전압이 유일한 모듈 간 인터페이스이므로 그 영향이 직접적이다. 따라서 DC 링크를 교란하는 외부 요인에 대한 별도의 대응이 필요하다.
+
+이러한 교란의 주요 원인은 제안하는 시스템만의 문제가 아니라 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 링크 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래하고, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동으로 이어질 수 있다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+
+(XXX 그림: 선박 약계통에서 비정상적인 AC 입력이 미칠 수 있는 영향 개념도)
+
+## 1.2 연구 목적 및 내용
+
+본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 달성하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터로 구성된 공유 DC 링크 기반의 모듈형 전력변환 시스템을 제안한다. 실험 플랫폼을 구축하여 시스템의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.
+
+첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 통신 없이도 운전이 이루어지는 구조의 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템 구조를 제안한다. 이 구조는 통신 버스의 단일 고장점을 제거하며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 요건을 충족할 수 있다. 제안하는 구조의 동작 특성을 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
+
+둘째, DC-AC 정류기에 작용하는 약계통 조건에 대한 안정성 보완 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인해 충전 모드에서 발생할 수 있는 전압 고조파 왜곡(V-THD), 전압 강하(Voltage Sag), 전압 불평형이 DC 링크 전압의 품질을 저하시킬 수 있음을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 통해 이를 보완한다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 계통 전압 변동으로부터 구조적으로 분리하며, 실험으로 검증하여 악조건에서 기존 PI 제어기 대비 전압 외란에 대한 내성이 향상됨을 실험으로 확인한다.
+
+## 1.3 논문 구성
+
+본 논문의 구성은 다음과 같다.
+
+2장에서는 DC 링크 전압을 유일한 공유 신호로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템의 구조와 협조 운전 메커니즘을 제안하고, 신뢰성 및 모듈성을 분석한다.
+
+3장에서는 DC-AC 정류기에 작용하는 선박 약계통 특성(V-THD, Voltage Sag, 전압 불평형)이 DC 링크 전압 품질에 미치는 영향을 분석하고, 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다.
+
+4장에서는 2장의 모듈형 구조를 실제로 구현하기 위한 설계 파라미터(히스테리시스 임계값, 드룹 계수)의 결정 절차와 가이드라인을 제시하며, 본 연구의 실험 시스템 구성을 기술한다.
+
+5장에서는 시뮬레이션 및 실험을 통해 2장과 3장에서 제안한 내용을 검증한다. 검증 결과를 종합하고 본 연구의 한계와 향후 연구 방향을 제시한다.
+
+# 2 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템
+
+## 2.1 제안 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 링크를 중심으로 DC-AC 컨버터 모듈과 DC-DC 컨버터 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 링크 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스를 공유하지 않는다. 이 구조는 Kim et al. \[1\]이 UPS 시스템에서 제시한 "DC 링크 전압 단일 공유 원리"를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 드룹 제어 \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여 통신 없이 모듈 간 협조 운전을 구현한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 링크 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 링크에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 링크로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 $V_H$ 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
+
+이 구조에서 DC 링크 전압은 모든 모듈이 공유하는 유일한 협조 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 링크 전압이 유일한 협조 신호라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
+
+DC-DC 컨버터 모듈은 DC 링크 전압과 두 임계값($V_{H}$, $V_{L}$)의 대소 관계만으로 동작 모드를 결정한다.
+
+$$
+\text{동작 모드} = \begin{cases}
+\text{Buck (충전)} & V_\text{bus} > V_{H} \\
+\text{현재 모드 유지} & V_{L} \leq V_\text{bus} \leq V_{H} \\
+\text{Boost (방전)} & V_\text{bus} < V_{L}
+\end{cases}
+$$
+
+DC-AC 모듈이 정상 운전 중일 때 DC 링크 전압은 $V_\text{ref,AC}$ 로 유지되며 $V_{H}$를 초과하고, DC-DC 모듈은 Buck(충전) 모드로 진입한다. DC-AC 모듈이 정지하거나 전원 이상이 발생하면 DC 링크 전압이 강하하여 $V_{L}$ 미만으로 떨어지고, DC-DC 모듈은 Boost(방전) 모드로 전환한다. 이 전환은 어떠한 통신 신호나 중앙 제어기의 명령 없이 DC 링크 전압 레벨 변화만으로 이루어진다.
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+두 임계값 사이의 히스테리시스 밴드는 측정 노이즈에 의한 오전환(Chattering)을 방지하는 동시에, 두 모드가 명확하게 분리되도록 보장한다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+## 2.3 드룹 기반 병렬 전류 분담
+
+복수의 DC-DC 모듈이 운전될 때, 각 모듈의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 조정하는 드룹 제어를 적용한다.
+
+$$V_{\text{ref},i} = V_{\text{ref},0} - R_{d} \cdot I_{o,i}$$
+
+여기서 $V_{\text{ref},0}$은 무부하 기준 전압, $R_{d}$는 드룹 계수(가상 출력 저항), $I_{o,i}$는 모듈 $i$의 출력 전류이다. 부호 규약은 DC 링크로 전류를 공급하는 방전(Boost) 방향을 양(+), DC 링크에서 전류를 흡수하는 충전(Buck) 방향을 음(−)으로 정의한다. 따라서 Boost 모드에서는 $I_{o,i} > 0$이므로 $V_{\text{ref},i} < V_{\text{ref},0}$이 되어 드룹 특성이 나타나고, Buck 모드에서는 $I_{o,i} < 0$이므로 $V_{\text{ref},i} > V_{\text{ref},0}$가 되어 충전 전류 증가에 따라 기준 전압이 상승한다. 기준 전압이 상승하면 DC 버스 전압과의 차이가 줄어들어 해당 모듈의 충전 전류가 억제되는 방향으로 작용하며, 이것이 Buck 모드에서의 전류 균등 분담 메커니즘이다. 동일한 $R_{d}$를 가진 $n$개 모듈이 병렬 연결되면 공유 DC 링크 전압이 같으므로, 각 모듈의 출력 전류는 자동으로 균등 분담된다.
+
+$$I_{o,1} = I_{o,2} = \cdots = I_{o,n} = \frac{I_\text{total}}{n}$$
+
+드룹 제어는 정상 상태 전압 편차를 수반하나, 이 편차는 전압 허용 범위 내로 제한되도록 드룹 계수를 설계함으로써 관리된다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+(XXX 그림: 드룹 제어에 의한 병렬 모듈 전류 분담 개념도)
+
+## 2.4 동작 시나리오별 동작
+
+제안하는 구조에서 발생할 수 있는 주요 동작 시나리오는 다음과 같다.
+
+**시나리오 A — AC 입력 정상, 배터리 충전:** DC-AC 모듈이 AC 전원을 정류하여 DC 링크 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 유지함으로써 자연스럽게 $V_H$를 초과, DC-DC 모듈이 이를 감지하여 Buck(충전) 모드로 진입하여 배터리를 충전한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 충전 전류가 분담된다.
+
+**시나리오 B — AC 입력 없음, 배터리 방전:** AC 입력이 차단되면 DC-AC 모듈이 정지하여 DC 링크 전압이 강하한다. $V_L$ 미만으로 전압이 강하하면 DC-DC 모듈이 Boost(방전) 모드로 자율 전환하여 배터리 전력을 DC 링크에 공급한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 방전 전류가 균등 분담된다.
+
+**시나리오 C — AC 입력 전력 품질 저하, DC 링크 전압 불안정:** AC 입력 전원의 전력 품질 저하로 인해 DC-AC 모듈의 제어 안정성이 저하되면 DC 링크 전압에 리플 및 변동이 발생한다. 이 때의 트랜지언트 상태에서 DC 링크 전압이 $V_L$ 미만으로 강하하면 DC-DC 모듈에 채터링 현상이 발생하며 전체 시스템 안정성을 저하시킬 수 있다.
+
+**시나리오 D - 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장:** 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장: 배터리 방전(Boost) 모드로 DC-DC 모듈 병렬 운전 중 단일 모듈 고장 시, 정상 모듈은 DC 링크 전압을 기준으로 독립적으로 Boost 모드를 유지하며 드룹에 의해 전체 방전 전류를 분담한다. 통신이나 중앙 제어기의 개입 없이 DC 링크 전압이 정상 범위 내로 유지된다.
+
+(XXX 그림: 동작 시나리오별 DC 링크 전압 및 모듈 전류 개념도)
+
+## 2.5 신뢰성 및 모듈성 분석
+
+기존 통신 기반 병렬 제어 구조에서는 통신 버스 또는 중앙 제어기가 단일 고장점으로 작용한다. 통신 장애 발생 시 전체 시스템의 신뢰성이 저하되거나 고장 복구 전까지 시스템이 기능을 상실할 수 있다. 제안하는 구조에서는 모듈 간 통신 인터페이스에 동작이 종속되지 않으므로, 통신 관련 단일 고장점이 원천적으로 배제된다. DC-DC 컨버터 모듈이 병렬로 구성된 경우, 단일 모듈 고장 시에도 나머지 모듈이 독립적으로 동작하며 통신 장애 상태와 관계 없이 부하를 분담한다. 이는 UPS 시스템에서 검증된 원리 [1]를 선박 전력 시스템에 적용한 것으로, 구체적인 동작은 5장 시뮬레이션에서 확인한다.
+
+DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유지하기 위한 드룹 계수의 재설계만으로 이루어질 수 있다. 이와 같은 특성은 선박의 운용 조건이나 정비 일정에 따른 유연한 시스템 재구성을 가능하게 할 뿐만 아니라, 시스템의 이중화(Redundancy) 구조를 용이하게 구현할 수 있는 기반을 제공한다.
+
+(XXX 표: 통신 기반 방식 vs. 제안하는 통신 독립 방식 비교)
+
+## 2.6 소결
+
+본 장에서는 DC 링크 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 이 UPS 시스템에서 확립한 DC 링크 단일 공유 원리[1]를 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 히스테리시스 기반 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담을 결합하여 구현된다. 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+
+단, DC 링크 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 링크 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+# 3. 정류기 운전을 위한 계통 장애 대응 전류 제어
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성
+
+### 3.1.1 선박 발전기의 전압 특성
+
+선박 발전기는 과도 리액턴스($X''_d$)가 높아, 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류($I_h$)가 다음과 같이 발전기 단자 전압을 직접 왜곡시킨다.
+
+$$V_h = I_h \times X''_d$$
+
+동일한 고조파 전류에 대해 $X''_d$가 클수록 단자 전압 왜곡이 크게 나타난다. 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류는 고임피던스 발전기 환경에서 심각한 V-THD 악화를 유발하며, DC-AC 모듈은 이렇게 왜곡된 전압을 입력으로 받는다.
+
+전압 강하(Voltage Sag) 측면에서도 선박 독립 마이크로그리드는 불리하다. 부하 투입 시 초기 강하 구간이 $X''_d$에 지배되며, 계통 단락 용량에 의해 빠르게 회복되는 계통 연계 환경과 달리 발전기 AVR(자동전압조정기) 단독으로 전압을 회복해야 하므로 Sag 지속 시간이 길어진다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 비선형 부하 투입에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.2 Shore Power의 전력 품질 특성
+
+항만 육상 전원(Shore Power)은 계통에 연계된 전원이지만, 소규모 항만이나 노후 설비에서는 계통 임피던스($Z_\text{grid}$)가 높은 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 약계통에서는 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류가 계통 임피던스와 결합하여 공통 연결점(PCC) 전압을 왜곡시킨다.
+
+주목할 점은, $Z_\text{grid}$가 증가할수록 부하 전류의 고조파 성분(I-THD)은 오히려 감소하는 경향이 있으나, 전압 고조파(V-THD)는 증가한다는 것이다 \[2\]. 즉 전류 품질이 기준을 만족하는 조건에서도 전압 품질이 저하될 수 있다.
+
+전압 불평형 측면에서는, 항만 계통의 3상 부하 불균형 또는 단상 부하의 집중으로 인해 3상 전압의 크기 불평형이 발생하여 정류기의 DC 링크 전압에 저주파 리플을 유발할 수 있다.
+
+(XXX 그림: 약계통 Shore Power의 V-THD 및 전압 불평형 특성 예시)
+
+### 3.1.3 전력 품질 문제가 정류기 운전에 미치는 영향
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 선박 AC 전원에서 3상 부하 불균형이나 단상·2상 전압 강하(Sag)가 발생하면 3상 입력 전압에 역상 성분이 포함된다. 역상 성분은 동기좌표계 내의 PI 제어기가 추종하기 어려운 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. 이 역상 성분에 의하여 전류 제어기의 안정성이 떨어지면 DC 전압 제어기의 성능이 같이 저하하며 DC 링크 전압이 변동하여 의도치 않은 DC-DC 모듈의 모드 변환이 트리거될 수 있다. 또한 전원이 정상 상태로 복구될 때 적분기 잔류 성분에 의해 과도 응답이 지연되는 문제도 수반된다.
+
+**V-THD:** 선박 발전기의 높은 과도 리액턴스($X''_d$) 또는 약계통 Shore Power의 높은 계통 임피던스($Z_\text{grid}$) 조건에서는 부하 전류의 고조파 성분이 단자 전압에 직접 투영되어 V-THD가 악화되기 쉽다. 왜곡된 계통 전압은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 특정 차수의 맥동으로 나타나며, 피드포워드 항의 고정 기준값($E$)과 실제 계통 전압 간의 오차가 상시 존재하게 된다. 이 오차가 전류 제어 루프에 유입되어 입력 전류가 왜곡되어 I-THD가 증가한다. 증가한 I-THD는 정류기를 통해 DC 링크 전압에 맥동을 유발하여 DC 인터페이스 기반의 안정성을 저하시킨다. 
+
+(XXX 그림: Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형이 정류기 DC 링크에 미치는 영향 경로 블록 다이어그램)
+
+## 3.2 기존 PI 전류 제어기의 한계 분석
+
+### 3.2.1 동기좌표계 PI 전류 제어기의 구조
+
+DC-AC 모듈은 PWM 정류기(AFE)로 동기좌표계 전류 제어 루프를 가지며, 이하의 분석은 이 전류 제어 루프를 전제로 한다. AC 입력 전압($e_a, e_b, e_c$)과 컨버터 출력 전압($v_a, v_b, v_c$), 입력 전류($i_a, i_b, i_c$)의 관계는 동기좌표계($dq$)에서 다음과 같이 표현된다 \[1\].
+
+$$e_d = L \frac{di_d}{dt} - \omega L i_q + v_d \tag{1}$$ 
+$$e_q = L \frac{di_q}{dt} + \omega L i_d + v_q \tag{2}$$
+
+여기서 $L$은 필터 인덕터, $\omega$는 AC 계통 각주파수이다. 정류기 모드이므로 $i_d < 0$ (계통에서 DC 링크로 에너지 흡수)이다. 동기좌표계 전류 지령은 abc-dq 변환(Park's 변환)을 통해 생성되며, 제어 출력은 역변환(dq-abc)을 거쳐 각 상의 스위칭 신호로 변환된다. 식 (1), (2)로부터 전류 제어기를 설계하면:
+
+$$v_d = e_d + \omega L i_q + \Delta v_d \tag{3}$$ 
+$$v_q = e_q - \omega L i_d + \Delta v_q \tag{4}$$
+
+PI 제어기를 적용한 제어 출력 $\Delta v_d, \Delta v_q$는 다음과 같다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + k_i \int (i_d^* - i_d) dt \tag{5}$$ 
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + k_i \int (i_q^* - i_q) dt \tag{6}$$
+
+여기서 $i_d^*, i_q^*$는 전류 지령, $k_p, k_i$는 각각 비례 및 적분 이득이다. 위 식은 3상 평형 정현파 계통을 가정하여 $e_d = E$ (상수), $e_q = 0$으로 두고 유도된다.
+
+(XXX 그림: 기존 PI 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+### 3.2.2 약계통 조건에서의 문제점
+
+세 조건 모두 공통적으로 $e_d$, $e_q$가 3상 평형 정현파 가정—$e_d = E$ (상수), $e_q = 0$—에서 벗어나게 만들며, 이는 PI 전류 제어기의 구조적 한계를 직접 노출시킨다.
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 역상 성분은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. PI 적분기는 직류 오차 제거에 최적화된 구조이므로 이 주파수 성분을 충분히 추종하지 못하며, 전류 오차가 누적되어 적분기 포화로 이어진다. 전원이 정상 상태로 복구될 때 잔류 적분값이 남아 있어 전류 오버슈트와 과도 응답 지연이 발생한다.
+
+**V-THD:** 피드포워드 항에 사용되는 기준값 $E$는 고정 상수이므로, 고조파 성분이 포함된 실제 $e_d$와의 오차가 상시 존재한다. 이 오차는 전류 제어 루프에 유입되어 PI 적분기가 보상을 시도하지만, 해당 영역에서 적분기의 이득이 충분치 않아 I-THD를 억제하지 못한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.3 제안하는 전류 제어기
+
+### 3.3.1 제어기 설계
+
+기존 PI 제어기의 근본적인 한계는 적분기가 직접 전압 보상항($k_i \int \Delta i \, dt$)을 생성하는 구조에 있다. 이 구조에서는 계통 전압의 변동이 피드포워드 항($E$)과 실제 계통 전압($e_d$) 간의 불일치로 이어지고, 이 불일치가 적분기에 누적되어 포화를 유발한다.
+
+제안하는 제어기는 적분기의 역할을 재정의한다. 적분기 출력이 직접 전압 보상값을 생성하는 대신, 계통 전압 피드포워드에 곱해지는 **변조 계수(Modulation Factor)** $m_a$를 생성하도록 변경한다. 이는 적분기 출력을 절대적인 전압 값이 아닌 상대적인 비율(스칼라, 무차원)로 변환함으로써, 계통 전압 변동으로부터 적분기 출력을 분리(Decoupling)하는 효과를 얻는다.
+
+제안하는 제어기는 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + m_a \cdot v_\text{meas,d} \tag{7}$$ 
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + m_a \cdot v_\text{meas,q} \tag{8}$$
+
+여기서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분으로부터 생성된다.
+
+$$m_a = k_i \int (i_d^* - i_d) \, dt \tag{9}$$
+
+$v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전압의 실측값이다. 교차 보상항($\omega L i_q$, $\omega L i_d$)은 다음과 같은 이유로 생략하였다. $\omega L i_q$ 항은 역률 1 운전($i_q^* \approx 0$)에서 무시 가능하다. $\omega L i_d$ 항은 정상 운전 조건에서 상대적으로 작으며, 생략에 따른 정상 상태 및 과도 상태 성능 저하가 허용 범위 내임을 5장 실험에서 확인한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+**q축 제어 특성:** 식 (8)에서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분(식 9)으로만 생성되며, q축에는 별도의 적분 경로가 존재하지 않는다. 3상 평형 계통의 정상 상태에서 $v_\text{meas,q} \approx 0$이므로 q축 제어 출력은 비례항 $k_p(i_q^* - i_q)$에 지배된다. 이로 인해 q축 전류의 정상 상태 오차가 완전히 제거되지 않을 수 있으나, 역률 1 운전($i_q^* = 0$)에서 이 오차는 경미한 무효전력 오차에 해당하며, 5장 실험에서 허용 범위 내임을 확인하였다.
+
+**정류기 모드 적용:** 제안하는 제어기는 전력 방향과 무관하게 동일한 구조를 유지한다. 정류기 모드(AC→DC, 에너지 수전)와 인버터 모드(DC→AC, 에너지 송전)의 차이는 전류 지령 $i_d^*$의 부호뿐이며, 식 (7)-(9)의 제어 구조는 변경되지 않는다. 정류기 모드에서는 $i_d^* < 0$으로 설정된다.
+
+
+### 3.3.3 정상 상태 동작
+
+정상 상태에서 전류 오차 $\Delta i_d = i_d^* - i_d$가 잔존하면 식 (9)의 적분기 출력 $m_a$가 계속 증가하고, 이에 따라 식 (7)의 제어 출력 $\Delta v_d$가 변화하여 전류 오차를 감소시키는 방향으로 작용한다. 이 과정이 반복되어 정상 상태에서 $\Delta i_d \to 0$으로 수렴한다. 즉 $m_a$ 적분기는 기존 PI 제어기의 적분항과 동일하게 정상 상태 오차를 제거하는 역할을 수행한다.
+
+### 3.3.3 계통 장애 조건에서의 동작 원리
+
+**내용 작성 중**
+**전압 불평형 및 Voltage Sag 대응:** 단상·2상 전압 강하(Sag) 또는 전압 불평형이 발생하면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 2ω(120 Hz) 맥동 성분이 유입된다. $m_a$는 적분 경로($k_i/s$)를 통해 생성되므로 이 주파수 성분에 대한 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 경로를 통한 2ω 전류 지령 유입이 부분적으로 억제되는 것으로 예상된다. 이에 따른 DC 링크 2ω 리플 저감 및 전류 균형 유지 효과는 5장 실험에서 검증한다.
+
+**V-THD 대응:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 해당 주파수 성분이 나타난다. $m_a$는 적분 경로의 저역 통과 특성으로 인해 고조파 주파수 영역에서의 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 성분 중 고조파 성분이 감쇠되는 것으로 예상된다. 추가적인 필터나 시퀀스 분해 알고리즘 없이 I-THD가 저감되는지 여부는 5장 실험에서 검증한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.4 소결
+
+본 장에서는 정류기 모드로 운전되는 DC-AC 모듈에 가해지는 선박 약계통 조건(Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형)에 대응하기 위한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 전압 보상항 대신 계통 전압에 곱해지는 변조 계수로 재정의하여, 계통 전압 장애로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리한다.
+
+이론 분석에 따르면, Voltage Sag 조건에서 $v_\text{meas,d}$ 감소에 비례한 보상 전압 자동 감소로 적분기 포화가 방지될 것으로 예상되며, V-THD 조건에서는 $m_a$의 저역 통과 특성이 고조파 성분의 전류 지령 유입을 구조적으로 억제한다. 전압 불평형에 의한 2ω 성분 역시 동일한 저역 통과 특성에 의해 부분적으로 감쇠된다.
+
+한편, 제안하는 제어기의 구조는 2장의 모듈형 시스템에 종속되지 않으며, 약계통 환경에서 동작하는 범용 3상 정류기·인버터에도 적용 가능하다.
+
+제안하는 제어기의 실험 검증—V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Voltage Sag 조건에서의 과도 안정성, 전압 불평형 조건에서의 동작 안정성—은 5장 5.5절에서 본 연구의 4 kW 실험 플랫폼을 대상으로 수행한다.
+
+# 4. 설계 가이드라인
+
+# 5. 시뮬레이션 및 실험 검증
+
+## 5.1 검증 개요
+
+본 장에서는 2장에서 제안한 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조와 3장에서 제안한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 시뮬레이션 및 실제 실험을 통해 검증한다.
+
+검증은 다음 순서로 진행된다. 먼저 시뮬레이션을 통해 모듈식 병렬 운전 및 이중화 동작을 확인하고, 이어서 실험 테스트베드에서 동일 조건을 재현하여 실험 파형으로 검증한다. 3장의 전류 제어 전략은 약계통 조건을 인위적으로 생성한 후 제어 적용 전후를 비교하는 방식으로 검증한다.
+
+이론적 배경 및 제어 알고리즘의 상세 내용은 각 실험 항목 직전에 간략히 기술하며, 별도의 이론 절을 구성하지 않는다.
+
+---
+
+## 5.2 시뮬레이션 검증
+
+### 5.2.1 시뮬레이션 환경 및 조건
+
+시뮬레이션은 (XXX 환경)에서 수행하였으며, 4장에서 결정된 설계 파라미터를 적용하였다.
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 파라미터)
+
+### 5.2.2 병렬 운전 시뮬레이션
+
+**검증 목적:** DC-DC 모듈 2대 병렬 운전 시 드룹 제어에 의한 전류 균등 분담 확인
+
+**시나리오:**
+- Boost(방전) 모드: 2대 병렬, 정격 부하 정상 상태에서 두 모듈의 방전 전류 분담
+- Buck(충전) 모드: 2대 병렬, DC-AC 운전 중 두 모듈의 충전 전류 분담
+- 부하 급변 조건에서의 과도 응답 및 전류 분담 복원
+
+**평가 지표:** 정상 상태 전류 불균형률(%), DC 링크 전압 편차
+
+(XXX 그림: Boost 모드 병렬 운전 — 두 모듈 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 그림: Buck 모드 병렬 운전 — 두 모듈 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 그림: 부하 급변 시 전류 분담 과도 응답)
+
+### 5.2.3 이중화 동작 시뮬레이션
+
+**검증 목적:** 단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 자율적 역할 인수 및 DC 링크 전압 복원 확인
+
+**시나리오:**
+- DC-DC 모듈 2대 중 1대 갑작스러운 정지 → 나머지 1대의 Boost 전류 증가 및 전압 복원
+- DC-DC 모듈 2대 중 1대 정지 (Buck 충전 중) → 나머지 1대의 충전 전류 자동 인수
+
+**평가 지표:** 고장 발생 시점부터 DC 링크 전압이 허용 범위 내로 재진입하는 복구 시간
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(방전 중) 이중화 동작 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 동작 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+---
+
+## 5.3 실험 테스트베드
+
+### 5.3.1 테스트베드 구성
+
+(XXX 그림: 실험 테스트베드 전체 사진)
+
+(XXX 그림: 실험 테스트베드 구성도 — 각 모듈 연결 및 계측 포인트)
+
+**표 5.1.** 실험 장비 목록
+
+| 장비 | 사양 | 역할 |
+|------|------|------|
+| DC 전원·부하 시뮬레이터 | (XXX) | 배터리 모사 |
+| AC 전원 시뮬레이터 | (XXX) | 발전기/Shore Power 모사 (V-THD, 단상·2상 Sag, 불평형 생성) |
+| 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
+| T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
+| 오실로스코프 | (XXX) | 전압·전류 파형 측정 |
+| 전력 분석기 | (XXX) | THD, 전력 등 정량 측정 |
+
+### 5.3.2 제어기 구현
+
+(XXX 그림: DSP/FPGA 기반 제어기 보드 사진)
+
+제어 알고리즘은 (XXX) DSP/마이크로컨트롤러에서 구현되었으며, 제어 실행 주기는 (XXX) μs이다.
+
+---
+
+## 5.4 실험 검증: 모듈식 구조 (2장 검증)
+
+### 5.4.1 히스테리시스 모드 전환 실험
+
+DC 링크 전압이 $V_H$, $V_L$ 임계값을 통과할 때 모드 전환이 채터링 없이 명확하게 이루어지는지 확인한다. 측정 노이즈 환경에서도 오전환이 발생하지 않음을 검증한다.
+
+(XXX 그림: DC 링크 전압 및 DC-DC 모듈 동작 모드 전환 실험 파형)
+
+### 5.4.2 병렬 운전 실험
+
+DC-DC 모듈 2대 병렬 운전에서 드룹 기반 전류 균등 분담을 실험으로 확인한다.
+
+(XXX 그림: Boost 모드 2대 병렬 — 실험 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 그림: Buck 모드 2대 병렬 — 실험 전류 파형 및 DC 링크 전압)
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 vs. 실험 전류 불균형률 비교)
+
+### 5.4.3 이중화 동작 실험
+
+단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 자율적 역할 인수를 실험으로 확인한다. 5.2.3절 시뮬레이션과 동일한 두 시나리오를 실험으로 재현한다.
+
+**시나리오 1 — DC-DC 모듈 고장 (방전 중):**
+Boost 모드로 병렬 운전 중인 DC-DC 모듈 2대 중 1대를 강제 정지시켜, 나머지 1대가 DC 링크 전압 강하를 감지하고 방전 전류를 자동으로 증가시켜 전압을 복원하는 과정을 확인한다.
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(방전 중) 이중화 실험 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+**시나리오 2 — DC-DC 모듈 고장 (충전 중):**
+Buck 모드로 병렬 충전 중인 DC-DC 모듈 2대 중 1대를 강제 정지시켜, DC-AC 모듈이 DC 링크 전압을 유지하는 가운데 나머지 1대가 충전 전류를 자동으로 인수하여 충전 연속성을 유지하는 과정을 확인한다.
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 실험 — DC 링크 전압, 각 모듈 전류)
+
+(XXX 표: 고장 발생 후 DC 링크 전압 복구 시간 — 시나리오 1·2 시뮬레이션 vs. 실험 비교)
+
+---
+
+## 5.5 실험 검증: 약계통 전류 제어 (3장 검증)
+
+### 5.5.1 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
+
+**실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 V-THD (XXX)% 조건 생성
+
+제안하는 변조 계수 기반 전류 제어기 적용 전후 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 비교한다.
+
+(XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 전 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 후 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD 측정값 — 제어 전/후 비교 및 IEC 60092-101 기준 대비)
+
+### 5.5.2 단상·2상 Voltage Sag 과도 응답 실험
+
+**실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 단상·2상 전압 강하(Sag) 인가
+
+Sag 발생 및 회복 시 제어 적용 전후의 입력 전류 과도 응답을 비교하여 적분기 잔류 성분에 의한 과도 응답 지연 개선 여부를 확인한다.
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 전 입력 전류 및 DC 링크 전압 파형)
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 후 입력 전류 및 DC 링크 전압 파형)
+
+### 5.5.3 전압 불평형 조건 실험
+
+**실험 조건:** 3상 입력 전압 불평형률 (XXX)% 인가
+
+제어 적용 전후 DC 링크 전압의 2ω 저주파 리플 진폭을 비교하고, 히스테리시스 모드 전환 안정성에 미치는 영향을 확인한다.
+
+(XXX 그림: 전압 불평형 조건 — 제어 전후 DC 링크 전압 리플 비교)
+
+(XXX 표: 전압 불평형 조건별 DC 링크 2ω 리플 진폭 — 제어 전/후 비교)
+
+---
+
+## 5.6 소결
+
+본 장에서는 시뮬레이션과 실험을 통해 2장 및 3장에서 제안한 내용을 검증하였다. 시뮬레이션에서는 병렬 전류 분담 및 이중화 동작이 설계 의도대로 이루어짐을 확인하였으며, 실험에서는 실제 하드웨어 환경에서 동일한 동작이 재현됨을 파형으로 검증하였다. 약계통 조건에서의 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기는 V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감에서 기존 PI 제어기 대비 개선을 나타내었으며, 상세 비교 결과는 각 절의 표에 정리하였다.
+
+# 6 결론
+
+본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 환경에 적용 가능한 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 시뮬레이션 및 실험으로 검증하였다.
+
+첫째, DC 링크 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하는 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조를 제안하였다. 히스테리시스 기반 자율 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담의 결합을 통해 통신 버스 없이 DC-AC 및 DC-DC 모듈의 운전이 달성되며, 단일 고장점 제거 및 Plug-and-Play 모듈 확장이 가능함을 실험으로 확인하였다.
+
+둘째, 약계통 조건(V-THD, 단상·2상 Voltage Sag, 전압 불평형)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 적분기 출력을 무차원 변조 계수로 재정의하여 계통 전압 변동으로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리함으로써, V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 링크 2ω 리플 저감 효과를 실험으로 확인하였다.
+
+셋째, 히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 체계적 설계 절차를 일반화된 형태로 제시하였다. 이 절차는 시스템 공칭 전압과 허용 편차를 입력으로 결정론적으로 파라미터를 도출하며, 특정 인증 기준에 종속되지 않는 범용 DC 마이크로그리드 설계 가이드라인으로 활용 가능하다.

Thesis/Master_Thesis260518/Paper1.md

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+---
+title: Paper1_260518
+description: 
+published: true
+date: 2026-05-19T06:07:24.196Z
+tags: 
+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-18T01:23:29.902Z
+---
+
+## 260518 세미나
+### 하고 있는 부분
+- 3.3.3에서 개선된 제어기의 동작 원리를 더 자세히 분석, 설명하고 수학적으로 이를 보여야 한다. 전달함수를 만들어 보드 플롯 등으로 증명
+### Todo
+- 3.3.1에 Q축은 정상 상태 오차가 0이 아닐 수 있음을 이야기 하는데, 이것이 실제로 허용 범위 내의 오차인지에 대해 분명히 보여야함.
+- 3.2에서 기존 PI 제어기랑만의 비교가 아니라 다른 접근 방식들도 언급하여 그것들에 비하여 장점이 있는지를 언급해야 할 필요성?
+- 3.1.1 , 3.1.2 , 3.1.3 의 임피던스 내용 맞는 이야기인지 재확인
+- 4장 설계 가이드라인이 논문의 다른 부분과 작성 시점이 달라 오류 있음. 수정 필요, 실제로 실험 하는 수치와 맞도록 내용 수정필요. 변수명 통일 필요.
+- 실험 환경에 대한 내용
+
+### Todo
+- 6월 1일 일정 조율, 교실 하나 빌려서 줌, 카메라 할 수 있도록 준비
+- 이번주까지 실험 내용이 채워져야 큰 틀에서 다시 검토하고 할 수 있는 조건이..
+- 전기추진선박 배전의 기본구조는 채우고 ( 인버터(추진,조타), 태양광등 )
+
+
+
+# 1 서론
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년까지 국제 해운의 온실가스 순배출 제로(Net-Zero)를 목표로 설정하고, 2025년 4월 MEPC 83에서 선박 연료 기준 및 탄소 가격제를 포함하는 법적 구속력 있는 감축 체계를 승인하였으며 \[9\], 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 있다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상시킬 수 있어 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 \[1\].
+
+선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 상실하며 인명 안전에 심각한 위협이 될 수 있다. 이에 따라 IEC 60092, KR 강선규칙 등에서는 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체를 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있으며 \[3\]\[4\], 한국의 해양수산부 「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 \[5\].
+
+현행 전기추진 시스템은 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 유연성을 저해하며, 제조사별 독점적 통신 프로토콜 및 폐쇄적 인터페이스 규격으로 인해 단일 선박에 복수 제조사의 제품을 혼용하기 어렵다. 이를 해결하기 위하여 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스, 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있다 \[8\]. 또한 각 제조사의 폐쇄적인 설계에 의존하게 되어 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는데에 어려움이 있다. 따라서 모듈화 시스템은 통신 의존성을 최소화하는 DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+그런데 DC 버스 전압을 제어의 유일한 기준으로 삼는 구조는 DC 버스의 전압 안정성이 곧 시스템 전체의 제어 신뢰성으로 직결되는 특성이 있다. DC 버스 전압의 왜곡이나 맥동은 모듈간 인터페이스 신뢰성을 저하시켜 모듈 간 모드 전환의 오작동 및 부하 분담 불안정을 초래할 수 있다. 이러한 교란의 주요 원인은 선박 전원 환경 자체의 특성에 기인한다. 
+선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가지며, 이로 인한 비정상적인 AC 입력 전압은 AC 정류기의 전류 제어 성능을 저하시켜 DC 버스 전압 안정성 저하 및 전류 고조파(I-THD) 증가를 초래한다. 그러나 현행 IEC 60092-101, KR 선급 인증을 포함한 해양수산부 전기추진 선박기준 고시에서는 정상 상태 전원 조건에서의 요건을 검증하므로, 비정상 입력 환경에서의 동작은 인증 범위 밖에 놓인다. 이로 인해 인증을 통과한 시스템이 실제 운용 환경에서는 요건을 만족하지 못할 수 있다는 구조적 갭이 존재하며, 이에 대한 제어 전략은 현행 규정과 선행 연구 모두에서 미비한 실정이다. 따라서 모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 안정적으로 적용되기 위해서는 이 갭을 메울 수 있는 별도의 대응 전략이 함께 요구된다.
+
+본 연구는 DC 버스 전압을 유일한 모듈 간 인터페이스로 삼는 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 선박 약계통 조건(V-THD, 전압 불평형, 단상·2상 Voltage Sag)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안한다. 제안하는 구조의 동작 특성과 제어 성능은 시뮬레이션 및 실험으로 검증한다.
+
+# 2 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템
+
+## 2.1 제안 시스템 구성
+
+제안하는 시스템은 DC 버스를 중심으로 DC-AC 컨버터 모듈과 DC-DC 컨버터 모듈로 구성된다. 각 모듈은 DC 버스 전압만을 관측하며, 별도의 통신 인터페이스를 공유하지 않는다. UPS 시스템에서 제시한 "DC 버스 전압 단일 공유 원리"를\[1\] 선박 DC 배전 시스템에 적용한 것으로, 드룹 제어 \[2\]\[3\]와 히스테리시스 기반 모드 전환 \[4\]을 결합하여 통신 없이 모듈 간 협조 운전을 구현한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈형 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+**DC-DC 컨버터 모듈**은 배터리와 DC 버스 사이에서 양방향으로 전력 흐름을 제어한다. DC 버스 전압이 상위 임계값을 초과하면 DC 버스에서 배터리로 전력을 보내는 충전(Buck) 모드로, 하위 임계값 미만으로 강하하면 배터리에서 DC 버스로 전력을 공급하는 방전(Boost) 모드로 전환한다. DC-DC 모듈은 복수 모듈 병렬 운용 시 드룹 제어를 적용하여 전류를 균등 분담한다.
+
+**DC-AC 컨버터 모듈**은 발전기 또는 Shore Power의 3상 AC 전력을 정류하여 DC 버스로 에너지를 공급하는 역할을 한다. DC-AC 모듈은 양방향 전류 제어가 가능한 PWM 정류기(Active Front End)로 구성되며 본 연구에서는 전기추진선박의 수전 시나리오에 초점을 맞추어 DC-AC 컨버터를 정류기(Rectifier) 모드로 제한시켜 운용한다. DC-AC 모듈은 동작 중 DC 버스 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 승압시켜 DC-DC 모듈의 히스테리시스 모드 전환점 $V_H$ 보다 크게 유지함으로써 DC-DC 모듈의 모드 전환을 트리거 한다. DC-AC 모듈은 드룹 계수를 적용하지 않으며, DC 버스 전압을 $V_\text{ref,AC}$에 고정하는 전압 제어만 수행한다.
+
+본 연구에서는 DC-AC 모듈 1대 운용을 기본 구성으로 가정한다. DC-AC 모듈의 복수 병렬 운전은 별도의 전압 제어 우선순위 또는 드룹 적용 설계가 필요하며, 이는 향후 연구 과제로 남긴다.
+
+이 구조에서 DC 버스 전압은 모듈간의 인터페이스 신호로, 별도의 통신 없이 모듈 간 협조를 가능하게 한다. 그러나 DC 버스 전압을 인터페이스로 사용하는 것은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통 특성상 Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형 등의 외란이 발생할 수 있으며, 이러한 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란시키면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있다. 이 취약점의 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+## 2.2 DC-DC 모듈의 히스테리시스 기반 자율 모드 전환
+
+DC-DC 컨버터 모듈은 DC 버스 전압과 두 임계값($V_{H}$, $V_{L}$)의 대소 관계만으로 동작 모드를 결정한다.
+
+$$
+\text{동작 모드} = \begin{cases}
+\text{Buck (충전)} & V_\text{bus} > V_{H} \\
+\text{현재 모드 유지} & V_{L} \leq V_\text{bus} \leq V_{H} \\
+\text{Boost (방전)} & V_\text{bus} < V_{L}
+\end{cases}
+$$
+
+DC-AC 모듈이 정상 운전 중일 때 DC 버스 전압은 $V_\text{ref,AC}$ 로 유지되며 $V_{H}$를 초과하고, DC-DC 모듈은 Buck(충전) 모드로 진입한다. DC-AC 모듈이 정지하거나 전원 이상이 발생하면 DC 버스 전압이 강하하여 $V_{L}$ 미만으로 떨어지고, DC-DC 모듈은 Boost(방전) 모드로 전환한다. 이 전환은 어떠한 통신 신호나 중앙 제어기의 명령 없이 DC 버스 전압 레벨 변화만으로 이루어진다.
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+두 임계값 사이의 히스테리시스 밴드는 측정 노이즈에 의한 오전환(Chattering)을 방지하는 동시에, 두 모드가 명확하게 분리되도록 보장한다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+## 2.3 드룹 기반 병렬 전류 분담
+
+복수의 DC-DC 모듈이 운전될 때, 각 모듈의 출력 전압 기준값을 출력 전류에 비례하여 조정하는 드룹 제어를 적용한다.
+
+$$V_{\text{ref},i} = V_{\text{ref},0} - R_{d} \cdot I_{o,i}$$
+
+여기서 $V_{\text{ref},0}$은 무부하 기준 전압, $R_{d}$는 드룹 계수(가상 출력 저항), $I_{o,i}$는 모듈 $i$의 출력 전류이다. 부호 규약은 DC 버스로 전류를 공급하는 방전(Boost) 방향을 양(+), DC 버스에서 전류를 흡수하는 충전(Buck) 방향을 음(−)으로 정의한다. 따라서 Boost 모드에서는 $I_{o,i} > 0$이므로 $V_{\text{ref},i} < V_{\text{ref},0}$이 되어 드룹 특성이 나타나고, Buck 모드에서는 $I_{o,i} < 0$이므로 $V_{\text{ref},i} > V_{\text{ref},0}$가 되어 충전 전류 증가에 따라 기준 전압이 상승한다. 기준 전압이 상승하면 DC 버스 전압과의 차이가 줄어들어 해당 모듈의 충전 전류가 억제되는 방향으로 작용하며, 이것이 Buck 모드에서의 전류 균등 분담 메커니즘이다. 동일한 $R_{d}$를 가진 $n$개 모듈이 병렬 연결되면 공유 DC 버스 전압이 같으므로, 각 모듈의 출력 전류는 자동으로 균등 분담된다.
+
+$$I_{o,1} = I_{o,2} = \cdots = I_{o,n} = \frac{I_\text{total}}{n}$$
+
+드룹 제어는 정상 상태 전압 편차를 수반하나, 이 편차는 전압 허용 범위 내로 제한되도록 드룹 계수를 설계함으로써 관리된다. 임계값의 설계 가이드라인은 4장에서 다룬다.
+
+(XXX 그림: 드룹 제어에 의한 병렬 모듈 전류 분담 개념도)
+
+
+## 2.4 동작 시나리오별 동작
+
+제안하는 구조에서 발생할 수 있는 주요 동작 시나리오는 다음과 같다.
+
+**시나리오 A — AC 입력 정상, 배터리 충전:** DC-AC 모듈이 AC 전원을 정류하여 DC 버스 전압을 $V_\text{ref,AC}$ 유지함으로써 자연스럽게 $V_H$를 초과, DC-DC 모듈이 이를 감지하여 Buck(충전) 모드로 진입하여 배터리를 충전한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 충전 전류가 분담된다.
+
+**시나리오 B — AC 입력 없음, 배터리 방전:** AC 입력이 차단되면 DC-AC 모듈이 정지하여 DC 버스 전압이 강하한다. $V_L$ 미만으로 전압이 강하하면 DC-DC 모듈이 Boost(방전) 모드로 자율 전환하여 배터리 전력을 DC 버스에 공급한다. 복수 DC-DC 모듈이 병렬 운전 시 드룹에 의해 방전 전류가 균등 분담된다.
+
+**시나리오 C — AC 입력 전력 품질 저하, DC 버스 전압 불안정:** AC 입력 전원의 전력 품질 저하로 인해 DC-AC 모듈의 제어 안정성이 저하되면 DC 버스 전압에 리플 및 변동이 발생한다. 이 때의 트랜지언트 상태에서 DC 버스 전압이 $V_L$ 미만으로 강하하면 DC-DC 모듈에 채터링 현상이 발생하며 전체 시스템 안정성을 저하시킬 수 있다.
+
+**시나리오 D - 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장:** 배터리 방전 중 단일 DC-DC 모듈 고장: 배터리 방전(Boost) 모드로 DC-DC 모듈 병렬 운전 중 단일 모듈 고장 시, 정상 모듈은 DC 버스 전압을 기준으로 독립적으로 Boost 모드를 유지하며 드룹에 의해 전체 방전 전류를 분담한다. 통신이나 중앙 제어기의 개입 없이 DC 버스 전압이 정상 범위 내로 유지된다.
+
+(XXX 그림: 동작 시나리오별 DC 버스 전압 및 모듈 전류 개념도)
+
+## 2.5 신뢰성 및 모듈성 분석
+
+기존 통신 기반 병렬 제어 구조에서는 통신 버스 또는 중앙 제어기가 단일 고장점으로 작용한다. 통신 장애 발생 시 전체 시스템의 신뢰성이 저하되거나 고장 복구 전까지 시스템이 기능을 상실할 수 있다. 제안하는 구조에서는 모듈 간 통신 인터페이스에 동작이 종속되지 않으므로, 통신 관련 단일 고장점이 원천적으로 배제된다. DC-DC 컨버터 모듈이 병렬로 구성된 경우, 단일 모듈 고장 시에도 나머지 모듈이 독립적으로 동작하며 통신 장애 상태와 관계 없이 부하를 분담한다. 이는 UPS 시스템에서 검증된 원리 [1]를 선박 전력 시스템에 적용한 것으로, 구체적인 동작은 5장 시뮬레이션에서 확인한다.
+
+DC-DC 모듈의 추가 및 제거는 출력 전압을 허용 범위 내로 유지하기 위한 드룹 계수의 재설계만으로 이루어질 수 있다. 이와 같은 특성은 선박의 운용 조건이나 정비 일정에 따른 유연한 시스템 재구성을 가능하게 할 뿐만 아니라, 시스템의 이중화(Redundancy) 구조를 용이하게 구현할 수 있는 기반을 제공한다.
+
+(XXX 표: 통신 기반 방식 vs. 제안하는 통신 독립 방식 비교)
+
+## 2.6 소결
+
+본 장에서는 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 삼아 통신에 종속되지 않고 운전하는 모듈형 전력변환 시스템을 제안하였다. 이 구조는 통신 관련 단일 고장점이 구조적으로 배제되며, 모듈의 병렬 확장만으로 이중화 구성을 갖출 수 있는 기반을 제공한다.
+
+단, DC 버스 전압이 모듈 간 인터페이스라는 점은 구조적 취약점이기도 하다. 선박 계통의 외란이 DC-AC 정류기를 통해 DC 버스 전압을 교란하면 히스테리시스 모드 전환의 오판과 드룹 전류 분담 오차를 유발할 수 있으며, 이에 대한 대응 전략을 3장에서 제안한다.
+
+# 3. 정류기 운전을 위한 계통 장애 대응 전류 제어
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성
+
+### 3.1.1 선박 발전기의 전압 특성
+
+선박 발전기는 과도 리액턴스($X''_d$)가 높아, 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류($I_h$)가 다음과 같이 발전기 단자 전압을 직접 왜곡시킨다.
+
+$$V_h = I_h \times X''_d$$
+
+동일한 고조파 전류에 대해 $X''_d$가 클수록 단자 전압 왜곡이 크게 나타난다. 선내 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류는 고임피던스 발전기 환경에서 심각한 V-THD 악화를 유발하며, DC-AC 모듈은 이렇게 왜곡된 전압을 입력으로 받는다.
+
+전압 강하(Voltage Sag) 측면에서도 선박 독립 마이크로그리드는 불리하다. 부하 투입 시 초기 강하 구간이 $X''_d$에 지배되며, 계통 단락 용량에 의해 빠르게 회복되는 계통 연계 환경과 달리 발전기 AVR(자동전압조정기) 단독으로 전압을 회복해야 하므로 Sag 지속 시간이 길어진다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 비선형 부하 투입에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.2 Shore Power의 전력 품질 특성
+
+항만 육상 전원(Shore Power)은 계통에 연계된 전원이지만, 소규모 항만이나 노후 설비에서는 계통 임피던스($Z_\text{grid}$)가 높은 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 약계통에서는 비선형 부하가 주입하는 고조파 전류가 계통 임피던스와 결합하여 공통 연결점(PCC) 전압을 왜곡시킨다.
+
+주목할 점은, $Z_\text{grid}$가 증가할수록 부하 전류의 고조파 성분(I-THD)은 오히려 감소하는 경향이 있으나, 전압 고조파(V-THD)는 증가한다는 것이다 \[2\]. 즉 전류 품질이 기준을 만족하는 조건에서도 전압 품질이 저하될 수 있다.
+
+전압 불평형 측면에서는, 항만 계통의 3상 부하 불균형 또는 단상 부하의 집중으로 인해 3상 전압의 크기 불평형이 발생하여 정류기의 DC 버스 전압에 저주파 리플을 유발할 수 있다.
+
+(XXX 그림: 약계통 Shore Power의 V-THD 및 전압 불평형 특성 예시)
+
+### 3.1.3 전력 품질 문제가 정류기 운전에 미치는 영향
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 선박 AC 전원에서 3상 부하 불균형이나 단상·2상 전압 강하(Sag)가 발생하면 3상 입력 전압에 역상 성분이 포함된다. 역상 성분은 동기좌표계 내의 PI 제어기가 추종하기 어려운 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. 이 역상 성분에 의하여 전류 제어기의 안정성이 떨어지면 DC 전압 제어기의 성능이 같이 저하하며 DC 버스 전압이 변동하여 의도치 않은 DC-DC 모듈의 모드 변환이 트리거될 수 있다. 또한 전원이 정상 상태로 복구될 때 적분기 잔류 성분에 의해 과도 응답이 지연되는 문제도 수반된다.
+
+**V-THD:** 선박 발전기의 높은 과도 리액턴스($X''_d$) 또는 약계통 Shore Power의 높은 계통 임피던스($Z_\text{grid}$) 조건에서는 부하 전류의 고조파 성분이 단자 전압에 직접 투영되어 V-THD가 악화되기 쉽다. 왜곡된 계통 전압은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 특정 차수의 맥동으로 나타나며, 피드포워드 항의 고정 기준값($E$)과 실제 계통 전압 간의 오차가 상시 존재하게 된다. 이 오차가 전류 제어 루프에 유입되어 입력 전류가 왜곡되어 I-THD가 증가한다. 증가한 I-THD는 정류기를 통해 DC 버스 전압에 맥동을 유발하여 DC 인터페이스 기반의 안정성을 저하시킨다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형이 정류기 DC 버스에 미치는 영향 경로 블록 다이어그램)
+
+## 3.2 기존 PI 전류 제어기의 한계 분석
+
+### 3.2.1 동기좌표계 PI 전류 제어기의 구조
+
+DC-AC 모듈은 PWM 정류기(AFE)로 동기좌표계 전류 제어 루프를 가지며, 이하의 분석은 이 전류 제어 루프를 전제로 한다. AC 입력 전압($e_a, e_b, e_c$)과 컨버터 출력 전압($v_a, v_b, v_c$), 입력 전류($i_a, i_b, i_c$)의 관계는 동기좌표계($dq$)에서 다음과 같이 표현된다 \[1\].
+
+$$e_d = L \frac{di_d}{dt} - \omega L i_q + v_d \tag{1}$$
+$$e_q = L \frac{di_q}{dt} + \omega L i_d + v_q \tag{2}$$
+
+여기서 $L$은 필터 인덕터, $\omega$는 AC 계통 각주파수이다. 정류기 모드이므로 $i_d < 0$ (계통에서 DC 버스로 에너지 흡수)이다. 동기좌표계 전류 지령은 abc-dq 변환(Park's 변환)을 통해 생성되며, 제어 출력은 역변환(dq-abc)을 거쳐 각 상의 스위칭 신호로 변환된다. 식 (1), (2)로부터 전류 제어기를 설계하면:
+
+$$v_d = e_d + \omega L i_q + \Delta v_d \tag{3}$$
+$$v_q = e_q - \omega L i_d + \Delta v_q \tag{4}$$
+
+PI 제어기를 적용한 제어 출력 $\Delta v_d, \Delta v_q$는 다음과 같다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + k_i \int (i_d^* - i_d) dt \tag{5}$$
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + k_i \int (i_q^* - i_q) dt \tag{6}$$
+
+여기서 $i_d^*, i_q^*$는 전류 지령, $k_p, k_i$는 각각 비례 및 적분 이득이다. 위 식은 3상 평형 정현파 계통을 가정하여 $e_d = E$ (상수), $e_q = 0$으로 두고 유도된다.
+
+(XXX 그림: 기존 PI 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+### 3.2.2 약계통 조건에서의 문제점
+
+세 조건 모두 공통적으로 $e_d$, $e_q$가 3상 평형 정현파 가정—$e_d = E$ (상수), $e_q = 0$—에서 벗어나게 만들며, 이는 PI 전류 제어기의 구조적 한계를 직접 노출시킨다.
+
+**전압 불평형 및 Voltage Sag:** 역상 성분은 동기좌표계 $e_d$, $e_q$에 2ω(120 Hz) 맥동을 유발한다. PI 적분기는 직류 오차 제거에 최적화된 구조이므로 이 주파수 성분을 충분히 추종하지 못하며, 전류 오차가 누적되어 적분기 포화로 이어진다. 전원이 정상 상태로 복구될 때 잔류 적분값이 남아 있어 전류 오버슈트와 과도 응답 지연이 발생한다.
+
+**V-THD:** 피드포워드 항에 사용되는 기준값 $E$는 고정 상수이므로, 고조파 성분이 포함된 실제 $e_d$와의 오차가 상시 존재한다. 이 오차는 전류 제어 루프에 유입되어 PI 적분기가 보상을 시도하지만, 해당 영역에서 적분기의 이득이 충분치 않아 I-THD를 억제하지 못한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.3 제안하는 전류 제어기
+
+### 3.3.1 제어기 설계
+
+기존 PI 제어기의 근본적인 한계는 적분기가 직접 전압 보상항($k_i \int \Delta i \, dt$)을 생성하는 구조에 있다. 이 구조에서는 계통 전압의 변동이 피드포워드 항($E$)과 실제 계통 전압($e_d$) 간의 불일치로 이어지고, 이 불일치가 적분기에 누적되어 포화를 유발한다.
+
+제안하는 제어기는 적분기의 역할을 재정의한다. 적분기 출력이 직접 전압 보상값을 생성하는 대신, 계통 전압 피드포워드에 곱해지는 **변조 계수(Modulation Factor)** $m_a$를 생성하도록 변경한다. 이는 적분기 출력을 절대적인 전압 값이 아닌 상대적인 비율(스칼라, 무차원)로 변환함으로써, 계통 전압 변동으로부터 적분기 출력을 분리(Decoupling)하는 효과를 얻는다.
+
+제안하는 제어기는 다음과 같이 정의된다.
+
+$$\Delta v_d = k_p(i_d^* - i_d) + m_a \cdot v_\text{meas,d} \tag{7}$$
+$$\Delta v_q = k_p(i_q^* - i_q) + m_a \cdot v_\text{meas,q} \tag{8}$$
+
+여기서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분으로부터 생성된다.
+
+$$m_a = k_i \int (i_d^* - i_d) \, dt \tag{9}$$
+
+$v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$는 동기좌표계로 변환된 계통 전압의 실측값이다. 교차 보상항($\omega L i_q$, $\omega L i_d$)은 다음과 같은 이유로 생략하였다. $\omega L i_q$ 항은 역률 1 운전($i_q^* \approx 0$)에서 무시 가능하다. $\omega L i_d$ 항은 정상 운전 조건에서 상대적으로 작으며, 생략에 따른 정상 상태 및 과도 상태 성능 저하가 허용 범위 내임을 5장 실험에서 확인한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 전류 제어기 블록 다이어그램)
+
+**q축 제어 특성:** 식 (8)에서 변조 계수 $m_a$는 d축 전류 오차의 적분(식 9)으로만 생성되며, q축에는 별도의 적분 경로가 존재하지 않는다. 3상 평형 계통의 정상 상태에서 $v_\text{meas,q} \approx 0$이므로 q축 제어 출력은 비례항 $k_p(i_q^* - i_q)$에 지배된다. 이로 인해 q축 전류의 정상 상태 오차가 완전히 제거되지 않을 수 있으나, 역률 1 운전($i_q^* = 0$)에서 이 오차는 경미한 무효전력 오차에 해당하며, 5장 실험에서 허용 범위 내임을 확인하였다.
+
+**정류기 모드 적용:** 제안하는 제어기는 전력 방향과 무관하게 동일한 구조를 유지한다. 정류기 모드(AC→DC, 에너지 수전)와 인버터 모드(DC→AC, 에너지 송전)의 차이는 전류 지령 $i_d^*$의 부호뿐이며, 식 (7)-(9)의 제어 구조는 변경되지 않는다. 정류기 모드에서는 $i_d^* < 0$으로 설정된다.
+
+
+### 3.3.2 정상 상태 동작
+
+정상 상태에서 전류 오차 $\Delta i_d = i_d^* - i_d$가 잔존하면 식 (9)의 적분기 출력 $m_a$가 계속 증가하고, 이에 따라 식 (7)의 제어 출력 $\Delta v_d$가 변화하여 전류 오차를 감소시키는 방향으로 작용한다. 이 과정이 반복되어 정상 상태에서 $\Delta i_d \to 0$으로 수렴한다. 즉 $m_a$ 적분기는 기존 PI 제어기의 적분항과 동일하게 정상 상태 오차를 제거하는 역할을 수행한다.
+
+### 3.3.3 계통 장애 조건에서의 동작 원리
+
+**내용 작성 중**
+**전압 불평형 및 Voltage Sag 대응:** 단상·2상 전압 강하(Sag) 또는 전압 불평형이 발생하면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 2ω(120 Hz) 맥동 성분이 유입된다. $m_a$는 적분 경로($k_i/s$)를 통해 생성되므로 이 주파수 성분에 대한 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 경로를 통한 2ω 전류 지령 유입이 부분적으로 억제되는 것으로 예상된다. 이에 따른 DC 버스 2ω 리플 저감 및 전류 균형 유지 효과는 5장 실험에서 검증한다.
+
+**V-THD 대응:** 계통 전압에 고조파 성분이 포함되면 $v_\text{meas,d}$, $v_\text{meas,q}$에 해당 주파수 성분이 나타난다. $m_a$는 적분 경로의 저역 통과 특성으로 인해 고조파 주파수 영역에서의 이득이 낮아, $m_a \cdot v_\text{meas,dq}$ 성분 중 고조파 성분이 감쇠되는 것으로 예상된다. 추가적인 필터나 시퀀스 분해 알고리즘 없이 I-THD가 저감되는지 여부는 5장 실험에서 검증한다.
+
+------------------------------------------------------------------------
+
+## 3.4 소결
+
+본 장에서는 정류기 모드로 운전되는 DC-AC 모듈에 가해지는 선박 약계통 조건(Voltage Sag, V-THD, 전압 불평형)에 대응하기 위한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 제안하는 제어기는 적분기 출력을 전압 보상항 대신 계통 전압에 곱해지는 변조 계수로 재정의하여, 계통 전압 장애로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리한다.
+
+한편, 제안하는 제어기의 구조는 2장의 모듈형 시스템에 종속되지 않으며, 약계통 환경에서 동작하는 범용 3상 정류기·인버터에도 적용 가능하다.
+
+제안하는 제어기의 실험 검증—V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Voltage Sag 조건에서의 과도 안정성, 전압 불평형 조건에서의 동작 안정성—은 5장 5.5절에서 본 연구의 4 kW 실험 플랫폼을 대상으로 수행한다.
+
+# 4. 설계 가이드라인
+## 4.1 개요
+
+
+## 4.2 설계 기준
+
+### 4.2.1 허용 전압 편차
+
+### 4.2.2 유효 측정 오차
+
+## 4.3 히스테리시스 임계값 설계
+
+### 4.3.1 설계 원칙
+
+### 4.3.2 $V_L$ 선정 가이드라인
+
+### 4.3.3 $V_H$ 선정 가이드라인
+
+## 4.4 드룹 계수 설계
+
+### 4.4.1 설계 원칙
+
+### 4.4.2 $R_d$ 선정 가이드라인
+
+### 4.4.3 Worst-case 전류 불균형 추정
+
+## 4.5 설계 파라미터 결정 절차 요약
+
+## 4.6 소결
+
+# 5. 시뮬레이션 및 실험 검증
+
+## 5.1 검증 개요
+
+본 장에서는 2장에서 제안한 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조와 3장에서 제안한 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 시뮬레이션 및 실제 실험을 통해 검증한다.
+
+검증은 두 단계로 구성된다. 첫 번째 단계(5.2절)는 시뮬레이션 검증으로, 2장의 모듈식 구조(병렬 운전, 이중화 동작)와 3장의 약계통 전류 제어기를 함께 검증한다. 병렬·이중화 동작은 동일 사양 모듈의 복수 하드웨어가 요구되어 현재 실험 플랫폼으로 재현이 불가하므로 시뮬레이션으로 검증 범위를 한정한다. 두 번째 단계(5.4절)는 실험 검증으로, 단일 모듈 하드웨어 환경에서 수행 가능한 히스테리시스 모드 전환 및 3장의 약계통 전류 제어기 검증에 집중한다.
+
+이론적 배경 및 제어 알고리즘의 상세 내용은 각 검증 항목 직전에 간략히 기술하며, 별도의 이론 절을 구성하지 않는다.
+
+---
+
+## 5.2 시뮬레이션 검증
+
+### 5.2.1 시뮬레이션 환경 및 조건
+
+시뮬레이션은 (XXX 환경)에서 수행하였으며, 4장에서 결정된 설계 파라미터를 적용하였다.
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 파라미터)
+
+### 5.2.2 병렬 운전 시뮬레이션
+
+**검증 목적:** DC-DC 모듈 2대 병렬 운전 시 드룹 제어에 의한 전류 균등 분담 확인
+
+**시나리오:**
+- Boost(방전) 모드: 2대 병렬, 정격 부하 정상 상태에서 두 모듈의 방전 전류 분담
+- Buck(충전) 모드: 2대 병렬, DC-AC 운전 중 두 모듈의 충전 전류 분담
+- 부하 급변 조건에서의 과도 응답 및 전류 분담 복원
+
+**평가 지표:** 정상 상태 전류 불균형률(%), DC 버스 전압 편차
+
+(XXX 그림: Boost 모드 병렬 운전 — 두 모듈 전류 파형 및 DC 버스 전압)
+
+(XXX 그림: Buck 모드 병렬 운전 — 두 모듈 전류 파형 및 DC 버스 전압)
+
+(XXX 그림: 부하 급변 시 전류 분담 과도 응답)
+
+### 5.2.3 이중화 동작 시뮬레이션
+
+**검증 목적:** 단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 자율적 역할 인수 및 DC 버스 전압 복원 확인
+
+**시나리오:**
+- DC-DC 모듈 2대 중 1대 갑작스러운 정지 → 나머지 1대의 Boost 전류 증가 및 전압 복원
+- DC-DC 모듈 2대 중 1대 정지 (Buck 충전 중) → 나머지 1대의 충전 전류 자동 인수
+
+**평가 지표:** 고장 발생 시점부터 DC 버스 전압이 허용 범위 내로 재진입하는 복구 시간
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(방전 중) 이중화 동작 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
+
+(XXX 그림: DC-DC 모듈 고장(충전 중) 이중화 동작 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
+
+### 5.2.4 약계통 조건 시뮬레이션 (3장 검증)
+
+**검증 목적:** 제안하는 $m_a$ 기반 전류 제어기의 약계통 대응 효과를 시뮬레이션으로 사전 확인하고, 5.4절 실험 결과와의 비교 기준으로 활용
+
+**시나리오:**
+- V-THD (XXX)% 조건: 기존 PI 제어기 vs. 제안 제어기 입력 전류 파형 및 I-THD 비교
+- 단상 Voltage Sag 조건: Sag 발생·회복 시 기존 PI vs. 제안 제어기 과도 응답 비교
+- 전압 불평형 조건: DC 버스 전압 2ω 리플 진폭 비교
+
+**평가 지표:** I-THD(%), 과도 전류 오버슈트, DC 버스 2ω 리플 진폭
+
+(XXX 그림: V-THD 조건 — 시뮬레이션 제어 전/후 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 조건 — 시뮬레이션 제어 전/후 과도 응답 비교)
+
+(XXX 그림: 전압 불평형 조건 — 시뮬레이션 제어 전/후 DC 버스 전압 리플 비교)
+
+(XXX 표: 약계통 조건별 시뮬레이션 결과 요약 — 제어 전/후 비교)
+
+---
+
+## 5.3 실험 테스트베드
+
+### 5.3.1 테스트베드 구성
+
+(XXX 그림: 실험 테스트베드 전체 사진)
+
+(XXX 그림: 실험 테스트베드 구성도 — 각 모듈 연결 및 계측 포인트)
+
+**표 5.1.** 실험 장비 목록
+
+| 장비 | 사양 | 역할 |
+|------|------|------|
+| DC 전원·부하 시뮬레이터 | (XXX) | 배터리 모사 |
+| AC 전원 시뮬레이터 | (XXX) | 발전기/Shore Power 모사 (V-THD, 단상·2상 Sag, 불평형 생성) |
+| 3레벨 DC-DC 컨버터 | 4 kW, 640 VDC | 배터리 충방전 모듈 |
+| 3레벨 T-type DC-AC 인버터 | 4 kW, 380 VAC / 640 VDC | AC 정류 모듈 |
+
+### 5.3.2 제어기 구현
+
+(XXX 그림: DSP/FPGA 기반 제어기 보드 사진)
+
+제어 알고리즘은 (XXX) DSP/마이크로컨트롤러에서 구현되었으며, 제어 실행 주기는 (XXX) μs이다.
+
+---
+
+## 5.4 실험 검증
+
+### 5.4.1 히스테리시스 모드 전환 실험
+
+**검증 목적:** DC 버스 전압이 $V_H$, $V_L$ 임계값을 통과할 때 모드 전환이 채터링 없이 명확하게 이루어지는지 확인. 측정 노이즈 환경에서도 오전환이 발생하지 않음을 검증한다.
+
+**실험 조건:** DC 전원·부하 시뮬레이터를 이용하여 DC 버스 전압을 $V_L$ 미만 및 $V_H$ 초과 구간으로 단계적으로 변화시키며 모드 전환 파형 측정
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 및 DC-DC 모듈 동작 모드 전환 실험 파형)
+
+### 5.4.2 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
+
+**실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 V-THD (XXX)% 조건 생성
+
+제안하는 변조 계수 기반 전류 제어기 적용 전후 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 비교한다. 5.2.4절 시뮬레이션 결과와의 정량적 비교를 통해 시뮬레이션 예측의 타당성도 함께 확인한다.
+
+(XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 전 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 그림: V-THD (XXX)% 조건 — 제어 적용 후 입력 전류 파형 및 FFT)
+
+(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD — 시뮬레이션 vs. 실험, 제어 전/후 비교)
+
+### 5.4.3 단상·2상 Voltage Sag 과도 응답 실험
+
+**실험 조건:** AC 전원 시뮬레이터를 이용하여 단상·2상 전압 강하(Sag) 인가
+
+Sag 발생 및 회복 시 제어 적용 전후의 입력 전류 과도 응답을 비교하여 적분기 잔류 성분에 의한 과도 응답 지연 개선 여부를 확인한다.
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 전 입력 전류 및 DC 버스 전압 파형)
+
+(XXX 그림: 단상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 후 입력 전류 및 DC 버스 전압 파형)
+
+(XXX 그림: 2상 Sag 발생·회복 시 — 제어 적용 전후 입력 전류 및 DC 버스 전압 파형)
+
+### 5.4.4 전압 불평형 조건 실험
+
+**실험 조건:** 3상 입력 전압 불평형률 (XXX)% 인가
+
+제어 적용 전후 DC 버스 전압의 2ω 저주파 리플 진폭을 비교하고, 히스테리시스 모드 전환 안정성에 미치는 영향을 확인한다.
+
+(XXX 그림: 전압 불평형 조건 — 제어 전후 DC 버스 전압 리플 비교)
+
+(XXX 표: 전압 불평형 조건별 DC 버스 2ω 리플 진폭 — 시뮬레이션 vs. 실험, 제어 전/후 비교)
+
+---
+
+## 5.5 소결
+
+본 장에서는 시뮬레이션과 실험을 통해 2장 및 3장에서 제안한 내용을 검증하였다. 시뮬레이션(5.2절)에서는 병렬 전류 분담 및 이중화 동작이 설계 의도대로 이루어짐을 확인하였으며, 약계통 조건에서 제안 제어기가 기존 PI 대비 개선된 응답을 나타냄을 시뮬레이션으로 사전 검증하였다. 실험(5.4절)에서는 단일 모듈 하드웨어 환경에서 히스테리시스 모드 전환의 안정성을 확인하였으며, 약계통 전류 제어기의 V-THD 조건 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건 DC 버스 2ω 리플 저감 효과를 실험 파형으로 검증하였다. 시뮬레이션과 실험의 정량적 비교 결과는 각 절의 표에 정리하였다.
+
+# 6 결론
+
+본 연구에서는 전기추진 선박의 DC 배전 환경에 적용 가능한 통신 독립형 모듈식 전력변환 시스템을 제안하고, 시뮬레이션 및 실험으로 검증하였다.
+
+첫째, DC 버스 전압을 모듈간 인터페이스로 활용하는 통신 독립형 모듈식 전력변환 구조를 제안하였다. 히스테리시스 기반 자율 모드 전환과 드룹 기반 병렬 전류 분담의 결합을 통해 통신 버스 없이 DC-AC 및 DC-DC 모듈의 운전이 달성되며, 단일 고장점 제거 및 Plug-and-Play 모듈 확장이 가능함을 시뮬레이션을 통해 확인하였으며, 상세 결과는 제5장에 제시하였다.
+
+둘째, 약계통 조건(V-THD, 단상·2상 Voltage Sag, 전압 불평형)에 대응하는 변조 계수($m_a$) 기반 전류 제어기를 제안하였다. 적분기 출력을 무차원 변조 계수로 재정의하여 계통 전압 변동으로부터 적분기 응답을 구조적으로 분리함으로써, V-THD 조건에서의 I-THD 억제, 단상·2상 Sag 조건에서의 과도 응답 개선, 전압 불평형 조건에서의 DC 버스 2ω 리플 저감 효과를 시뮬레이션(5.2.4절) 및 실험(5.4절)으로 확인하였으며, 상세 결과는 제5장에 제시하였다.
+
+셋째, 히스테리시스 임계값과 드룹 계수의 체계적 설계 절차를 일반화된 형태로 제시하였다. 이 절차는 시스템 공칭 전압과 허용 편차를 입력으로 결정론적으로 파라미터를 도출하며, 특정 인증 기준에 종속되지 않는 범용 DC 마이크로그리드 설계 가이드라인으로 활용 가능하다.

Thesis/Master_Thesis_two/Introduction.md

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+---
+title: Introduction
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+published: true
+date: 2026-05-12T02:03:07.844Z
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+editor: markdown
+dateCreated: 2026-05-12T02:03:07.844Z
+---
+
+# 1. 서론
+
+## 1.1 연구 배경
+
+국제해사기구(IMO)는 2050년 탄소중립을 목표로 온실가스 감축 전략을 강화하고 있으며, 국내에서도 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률(친환경선박법)」의 시행에 따라 전기추진선박의 도입이 빠르게 확산되고 있다. 전기추진선박은 기존 디젤 기관을 전동기와 전력변환 장치로 대체함으로써 배출가스를 저감하고 연료 효율을 향상시킬 수 있어, 차세대 친환경 선박의 핵심 기술로 평가받고 있다 [1].
+
+선박의 전력망은 외부 계통의 지원 없이 독자적으로 전력을 생산·공급·제어해야 하는 고립형 마이크로그리드(Isolated Microgrid)로 운용된다. 항해 중 전력 공급이 중단될 경우 추진력과 조타 능력을 즉각 상실하여 인명 안전에 심각한 위협이 된다. 이에 따라 SOLAS(국제해상인명안전협약)는 발전기 1기 상실 시에도 추진·조타 전력이 즉시 유지 또는 복구될 것을 규정하고 있으며 [2], IEC 60092-501 및 KR 강선규칙 제6편은 이를 추진용 컨버터·인버터를 포함한 핵심 추진설비 전체의 이중화(Redundancy) 요건으로 구체화하고 있다 [3][4]. 국내에서도 해양수산부 「전기추진 선박기준」 고시(2024)를 통해 이러한 이중화 설계를 법적으로 의무화하고 있다 [5].
+
+현행 전기추진 시스템은 통합 시스템 단위의 형식승인 구조를 따르고 있어, 구성 소자의 변경이나 용량 증설 시 제어 로직의 재설계와 통합 재검증이 불가피하다. 이러한 폐쇄적 구조는 선종별 맞춤형 설계에 대한 비유연성(Inflexibility) 문제를 야기한다. 이를 해결하기 위한 모듈화 접근이 연구되어 왔으나, 기존 연구들은 모듈 간 협조 제어를 위해 복잡한 통신 인터페이스나 중앙집중식 제어에 의존하는 경우가 많아 통신 장애 시 시스템 신뢰성이 저하되는 한계가 있었다 [X]. 따라서 별도의 통신 선로 없이 DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 활용하여 각 장치가 독립적으로 동작하면서도 시스템 전체의 확장성과 신뢰성을 동시에 확보하는 접근이 요구된다.
+
+(XXX 그림: 기존 통합형 시스템과 본 연구의 모듈형 시스템 구조 비교도)
+
+모듈화된 전력변환 시스템이 실제 선박 환경에 적용되기 위해서는 인증 효율화뿐 아니라, 가변적이고 불안정한 선박 전원 환경에서도 안정적으로 동작해야 한다. 선급 규정(IEC 60092-501, IEC 60092-101)은 정상 상태 AC 전압에서의 고조파 왜곡(THD) 요건만을 명시하고 있으나 [3][6], 실제 선박 발전기나 육상 전원(Shore Power)은 부하 변동에 따른 전압 강하와 왜곡이 빈번한 약계통(Weak Grid) 특성을 가진다 [7]. 비정상적인 AC 입력 전압의 고조파 왜곡(V-THD)은 정류부의 전류 파형을 왜곡시켜 전류 고조파(I-THD)를 악화시키며, 이는 배터리 및 전력 기기의 수명 단축과 오작동을 초래할 수 있다. 그럼에도 불구하고 이러한 비정상 AC 입력 환경에서의 I-THD 억제에 대한 구체적인 제어 전략은 현행 규정 및 선행 연구에서 미비한 실정이다.
+
+(XXX 그림: 선박 약계통에서 V-THD가 I-THD에 미치는 영향 파형 개념도)
+
+## 1.2 연구 목적 및 내용
+
+본 연구는 위에서 제시한 두 가지 기술적 과제를 해결하기 위해, DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 각 1기로 구성된 640VDC DC 링크 기반의 모듈화 전력변환 시스템을 제안한다. 본 연구의 주요 내용은 다음과 같다.
+
+첫째, 간소화된 모듈식 전력변환 시스템을 설계한다. DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 두 모듈만으로 시스템을 구성하여 부피와 중량을 절감하고, DC 버스 전압을 모듈 간 인터페이스로 활용하여 통신 없이 동작하는 제어를 설계한다. 이를 통해 통신 장애 시에도 기본 동작이 유지되는 강건성을 확보하며, 모듈 단위 독립 형식승인이 가능한 구조로 선급 인증 효율화에 기여한다. 또한 단일 모듈의 병렬 확장으로 법적 이중화 요건을 충족하는 구조를 시뮬레이션으로 검증한다.
+
+둘째, 열악한 AC 전원 환경에서의 충전 전력 품질 개선 전략을 제안한다. 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인한 V-THD 변동 문제를 문헌 및 시뮬레이션으로 확인하고, 이러한 환경에서 충전 시 DC 버스 측에 발생하는 문제를 실험으로 확인한다. 이를 바탕으로 I-THD를 억제하는 제어 전략을 제안하고 실험으로 검증하며, 주어진 악조건에서도 IEC 60092-501 및 IEC 60092-101의 THD 요건을 만족함을 확인한다.
+
+본 연구에서는 개념 검증(Proof of Concept)을 위해 640VDC 시스템을 기준으로 설계 및 실험을 수행하였으며, 제안하는 제어 전략과 시스템 구조는 DC 링크 전압 레벨에 독립적으로 적용 가능하여 750VDC를 비롯한 다양한 전압 레벨의 시스템으로 확장될 수 있다.
+
+## 1.3 논문 구성
+
+본 논문의 구성은 다음과 같다.
+
+2장에서는 간소화된 모듈식 전력변환 시스템의 설계와 DC 버스 전압 기반 제어 방법을 기술하고, 다중 모듈 확장 시 이중화 동작을 시뮬레이션으로 검증한다.
+
+3장에서는 선박 AC 전원의 약계통 특성 및 V-THD 문제를 분석하고, 열악한 AC 입력 환경에서의 I-THD 억제 제어 전략을 제안하며 실험으로 검증한다.
+
+4장에서는 제안된 시스템의 실험 환경 구성과 각 챕터의 실험 결과를 종합적으로 제시한다.
+
+5장에서는 본 연구의 결론과 향후 연구 방향을 기술한다.
+
+---
+
+## 참고문헌
+
+[1] 해양수산부, 「환경친화적 선박의 개발 및 보급 촉진에 관한 법률」, 2020.
+
+[2] IMO, *SOLAS Consolidated Edition*, Ch. II-1, Reg. 40–41, International Maritime Organization, London.
+
+[3] IEC 60092-501:2013, *Electrical installations in ships – Part 501: Special features – Electric propulsion plant*, IEC, Geneva.
+
+[4] Korean Register (KR), *Rules for the Classification of Steel Ships, Part 6*, 2024.
+
+[5] 해양수산부, 「전기추진 선박기준」, 해양수산부 고시, 2024.
+
+[6] IEC 60092-101, *Electrical installations in ships – Part 101: Definitions and general requirements*, IEC, Geneva.
+
+[7] ⚠️ 선박 발전기 약계통 V-THD 변동 관련 문헌 — 확인 필요.
+
+[X] ⚠️ 기존 모듈화 연구의 통신 의존성 한계 관련 문헌 — 확인 필요.

Thesis/Master_Thesis_two/Second_Chapter.md

@@ -0,0 +1,107 @@
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+title: Second Chapter
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+published: true
+date: 2026-05-12T02:03:43.135Z
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+dateCreated: 2026-05-12T02:03:43.135Z
+---
+
+# 2. 간소화된 모듈식 전력변환 시스템 설계
+
+## 2.1 시스템 구성
+
+본 연구에서 제안하는 전력변환 시스템은 DC-DC 컨버터와 DC-AC 인버터 두 모듈로 구성된 간소화된 구조이다. 두 모듈은 640VDC DC 링크를 공유하며, DC 버스 전압을 유일한 모듈 간 인터페이스로 활용한다. 이 구조에서 각 모듈은 상대 모듈의 내부 로직과 무관하게 독립적으로 동작하며, 통신 없이도 DC 버스 전압 상태만으로 필요한 동작을 수행한다. 기존 전기추진 전력 시스템이 발전기, 변환기, 제어기를 통합 설계하는 것과 달리, 본 시스템은 DC 링크를 경계로 두 모듈을 명확히 분리함으로써 각 모듈의 독립적 설계 및 검증이 가능하다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 모듈식 전력변환 시스템 전체 구성도)
+
+(XXX 표: 시스템 주요 파라미터)
+
+### 2.1.1 3레벨 NPC DC-DC 컨버터
+
+DC-DC 컨버터는 3레벨 NPC(Neutral Point Clamped) 토폴로지를 기반으로 한 양방향 컨버터이다. 3레벨 NPC 토폴로지는 DC 링크의 중성점(Neutral Point)을 클램핑 다이오드를 통해 각 레그에 연결하는 구조로, 스위치에 인가되는 전압 스트레스를 DC 링크 전압의 절반으로 줄일 수 있다. 각 상은 P(양측 DC 버스), O(중성점), N(음측 DC 버스)의 세 가지 스위칭 상태를 가지며, 이를 통해 2레벨 컨버터 대비 낮은 전압 리플과 고조파 왜곡을 달성할 수 있다 [X].
+
+DC-DC 컨버터는 배터리 측과 DC 링크 사이에서 전력 흐름을 제어한다. DC 링크 전압이 기준값보다 낮을 경우 배터리에서 DC 링크로 전력을 공급하는 Boost(방전) 모드로 동작하며, DC 링크 전압이 기준값보다 높을 경우 DC 링크에서 배터리로 전력을 회수하는 Buck(충전) 모드로 동작한다. 중성점 전압 불균형 문제는 스위칭 상태 선택을 통해 제어된다 [X].
+
+(XXX 그림: 3레벨 NPC DC-DC 컨버터 회로도)
+
+(XXX 표: DC-DC 컨버터 주요 파라미터)
+
+### 2.1.2 T-type 3레벨 NPC DC-AC 인버터
+
+DC-AC 인버터는 T-type 3레벨 NPC 토폴로지를 기반으로 한다. T-type NPC는 기존 다이오드 클램핑 NPC와 달리 클램핑 다이오드 없이 각 레그의 중성점을 양방향 스위치(bidirectional switch)로 DC 링크 중성점에 직접 연결하는 구조이다. 이를 통해 부품 수를 줄이고, 외측 스위치의 도통 손실을 저감할 수 있다. 특히 중간 스위칭 주파수 영역(6~30 kHz)에서 기존 NPC 대비 높은 효율을 나타내는 것으로 알려져 있다 [X]. 외측 스위치(S1, S4)는 DC 링크 전전압을 차단해야 하므로 전압 정격이 높은 소자가 요구되며, 내측 양방향 스위치는 DC 링크 전압의 절반만 차단하면 된다 [X].
+
+운항 모드에서 DC-AC 인버터는 DC 링크에서 3상 AC 전력을 생성하여 추진전동기 구동 및 선내전원을 공급한다. 충전 모드에서는 Shore Power(3상 AC)를 수전하여 AC-DC 정류기로 동작하며, DC 링크를 통해 DC-DC 컨버터가 배터리를 충전한다. 두 모드의 전환은 인터록 회로를 통해 동시 활성화를 방지하는 기본 안전 설계를 따른다.
+
+(XXX 그림: T-type 3레벨 NPC DC-AC 인버터 회로도)
+
+(XXX 표: DC-AC 인버터 주요 파라미터)
+
+---
+
+## 2.2 DC 버스 전압 기반 제어
+
+### 2.2.1 제어 원리
+
+본 연구에서 제안하는 제어의 핵심은 DC 버스 전압을 두 모듈 간 유일한 정보 매체로 활용하는 것이다. 각 모듈은 DC 버스 전압만을 관측하여 현재 시스템의 전력 수급 상태를 판단하고 자신의 동작 모드를 결정한다. 이는 별도의 통신 선로 없이도 두 모듈이 협조 동작할 수 있게 하며, 통신 장애가 발생하더라도 기본 동작이 유지되는 Fail-safe 구조를 형성한다.
+
+DC 버스 전압 기반 제어의 동작 원리는 다음과 같다. DC-AC 인버터는 운항 모드에서 DC 링크 전압을 기준값으로 유지하도록 제어되며, DC-DC 컨버터는 DC 링크 전압 상태에 따라 배터리의 충방전 방향을 결정한다. DC 링크 전압이 설정 범위 내에 있을 경우 DC-DC 컨버터는 대기 상태를 유지하며, 전압이 설정 하한 이하로 강하하면 배터리에서 전력을 공급하는 Boost 모드로 전환하고, 전압이 설정 상한 이상으로 상승하면 배터리로 전력을 회수하는 Buck 모드로 전환한다.
+
+(XXX 그림: DC 버스 전압 레벨에 따른 동작 모드 정의 및 상태 전이도)
+
+### 2.2.2 히스테리시스 밴드 설계
+
+DC 버스 전압 기반 모드 전환에서는 전압 섭동에 의한 불필요한 모드 전환, 즉 채터링(Chattering) 현상이 발생할 수 있다. 이를 억제하기 위해 히스테리시스 밴드를 적용하며, 모드 전환 임계값에 상·하한을 두어 전압이 밴드를 완전히 벗어날 때만 모드 전환이 발생하도록 한다.
+
+히스테리시스 밴드의 상·하한은 다음 조건을 고려하여 설계한다. 첫째, 시스템의 허용 전압 변동률 이내에서 동작하도록 밴드 폭을 결정한다. 둘째, 모드 전환 시 발생하는 DC 링크 전압 오버슈트가 밴드 내에서 수렴하도록 마진을 확보한다. 셋째, 밴드 폭이 지나치게 좁으면 채터링이 발생하고, 지나치게 넓으면 DC 링크 전압 변동이 커지므로 적절한 밴드 폭을 설계한다.
+
+(XXX 그림: 히스테리시스 밴드 설계 개념도)
+
+(XXX 표: 히스테리시스 밴드 설계값)
+
+### 2.2.3 DC-DC 컨버터 제어기 구성
+
+(XXX 그림: DC-DC 컨버터 전류/전압 제어 블록 다이어그램)
+
+DC-DC 컨버터는 외부 전압 루프와 내부 전류 루프로 구성된 이중 루프(Cascaded Loop) 제어 구조를 적용한다. 외부 루프는 DC 링크 전압 또는 배터리 전압을 기준으로 전류 지령을 생성하고, 내부 루프는 인덕터 전류를 추종하도록 제어한다.
+
+(XXX 표: DC-DC 컨버터 제어기 파라미터)
+
+### 2.2.4 DC-AC 인버터 제어기 구성
+
+(XXX 그림: DC-AC 인버터 제어 블록 다이어그램)
+
+DC-AC 인버터는 운항 모드와 충전 모드에서 각각 다른 제어 구조를 적용한다. 운항 모드에서는 DC 링크 전압을 기준값으로 유지하는 전압 제어를 수행하며, 충전 모드에서는 Shore Power AC 입력 전류를 제어하여 DC 링크를 충전하는 전류 제어를 수행한다.
+
+(XXX 표: DC-AC 인버터 제어기 파라미터)
+
+---
+
+## 2.3 다중 모듈 확장 및 이중화 시뮬레이션
+
+### 2.3.1 다중 모듈 확장 구조
+
+본 연구에서 제안하는 단일 모듈(DC-DC 컨버터 + DC-AC 인버터)을 병렬로 확장함으로써 전기추진 전력 시스템의 법적 이중화 요건을 충족하는 구조를 구성할 수 있다. 각 모듈이 DC 버스 전압만을 인터페이스로 독립적으로 동작하므로, 모듈 수를 증가시키더라도 각 모듈의 제어 로직을 수정할 필요가 없다. 이는 모듈 추가 시 재검증 범위를 최소화하여 시스템 확장성을 높인다.
+
+다중 모듈 구성에서 각 모듈은 DC 버스 전압을 공통 인터페이스로 공유하며, 전압 상태에 따라 독립적으로 충방전을 결정한다. 특정 모듈에 고장이 발생하더라도 나머지 모듈이 DC 버스 전압을 유지하며 동작을 지속함으로써 이중화 요건을 만족한다.
+
+(XXX 그림: 다중 모듈 병렬 확장 구성도)
+
+### 2.3.2 시뮬레이션 조건
+
+단일 모듈 고장 시 나머지 모듈의 이중화 동작 유효성을 시뮬레이션으로 검증한다. 시뮬레이션은 (XXX) 환경에서 수행하였으며, 시스템 파라미터는 실험 시스템과 동일하게 설정하였다.
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 파라미터)
+
+### 2.3.3 시뮬레이션 결과
+
+단일 모듈 고장 시뮬레이션에서 고장 발생 직후 DC 버스 전압의 일시적 변동이 관찰되나, 나머지 모듈이 즉각적으로 Boost 동작으로 전환하여 DC 버스 전압을 허용 범위 내로 복원함을 확인한다.
+
+(XXX 그림: 단일 모듈 고장 시 이중화 동작 시뮬레이션 결과 — DC 버스 전압, 각 모듈 전류)
+
+---
+
+## 2.4 소결
+
+본 장에서는 3레벨 NPC DC-DC 컨버터와 T-type 3레벨 NPC DC-AC 인버터로 구성된 간소화된 모듈식 전력변환 시스템을 제안하였다. DC 버스 전압을 모듈 간 유일한 인터페이스로 활용하여 통신 없이 동작하는 제어를 구현하였으며, 히스테리시스 밴드를 통해 채터링을 억제하고 안정적인 모드 전환이 이루어짐을 확인하였다. 또한 단일 모듈의 병렬 확장으로 이중화 요건을 충족하는 구조의 유효성을 시뮬레이션으로 검증하였다.

Thesis/Master_Thesis_two/Third_chapter.md

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+title: Third_Chapter
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+
+# 3. 열악한 AC 전원 환경 대응 충전 전략
+
+## 3.1 선박 AC 전원의 약계통 특성 및 전력 품질 문제
+
+### 3.1.1 선박 발전기의 약계통 특성
+
+선박 발전기는 육상 계통에 비해 상대적으로 높은 내부 임피던스를 가지는 약계통(Weak Grid) 특성을 나타낸다. 육상 산업용 전원의 임피던스가 통상 4~6% 수준인 데 반해, 선박 발전기의 임피던스는 15~20%에 달하는 것으로 알려져 있다 [X]. 이러한 약계통 특성으로 인해 부하 변동 시 단자 전압의 변동폭이 크고, 복수의 비선형 부하가 연결될 경우 전압 고조파 왜곡(V-THD)이 현저히 증가한다. 특히 전력 컨버터와 같은 비선형 부하가 선박 발전기에 연결되면 발전기 단자 전압의 왜곡이 심화되며, 이는 다른 부하의 동작에도 영향을 미친다.
+
+(XXX 그림: 선박 발전기 부하 변동에 따른 단자 전압 및 V-THD 변동 특성)
+
+### 3.1.2 Shore Power의 전력 품질 문제
+
+항만 육상 전원(Shore Power)의 경우에도 소규모 항만이나 노후 설비에서는 전압 강하(Voltage Sag), 전압 고조파(V-THD), 전압·주파수 불일치 등 전력 품질이 열악한 경우가 빈번하다 [X]. 전압 강하는 부하 투입, 계통 고장, 변압기 포화 등 다양한 원인으로 발생하며, 전압이 순간적으로 정격의 10~90% 수준으로 저하되는 현상이다. V-THD는 항만 내 다수의 비선형 부하(정류기, 인버터 등)가 계통에 연결되면서 계통 전압이 왜곡되는 현상으로, 특히 계통 용량이 작은 소규모 항만에서 심각하게 나타날 수 있다.
+
+(XXX 그림: 소규모 항만 Shore Power의 전압 파형 및 THD 측정 예시)
+
+### 3.1.3 현행 선급 규정의 한계
+
+IEC 60092-501 및 IEC 60092-101은 선박 전력 계통의 고조파 왜곡에 대해 정상 상태 기준으로 단일 고조파 5% 이하, THD 8% 이하의 요건을 규정하고 있다 [3][6]. 그러나 이는 AC 전원이 정상 상태에서 동작할 때를 기준으로 한 규정이며, 부하 변동이나 약계통 조건에서 발생하는 비정상적인 V-THD 환경에서의 충전 전류 품질 관리에 대한 구체적인 기준은 존재하지 않는다. 특히 KR 강선규칙에는 고조파 왜곡에 관한 명시적 규정이 부재한 것으로 알려져 있어 [X], 실제 운용 환경과의 괴리가 존재한다.
+
+이와 같이 현행 규정이 정상 상태만을 규정하는 이유는, 규정 제정 당시 선박 전원이 비교적 안정적인 환경에서 운용된다는 전제가 있었기 때문으로 볼 수 있다. 그러나 전기추진선박의 보급 확대에 따라 대용량 전력 컨버터의 사용이 증가하고, 다양한 항만 환경에서의 Shore Power 수전이 일반화됨에 따라 비정상 AC 입력 환경에서의 전력 품질 관리 필요성이 높아지고 있다.
+
+---
+
+## 3.2 비정상 AC 입력 환경이 DC 버스에 미치는 영향 분석
+
+### 3.2.1 V-THD가 I-THD에 미치는 영향 메커니즘
+
+AC 입력 전압의 고조파 왜곡(V-THD)은 인버터의 AC-DC 정류 동작에서 전류 파형을 왜곡시켜 전류 고조파(I-THD)를 악화시킨다. 정상적인 정현파 전압이 입력될 때 전류 제어기는 정현파 전류 파형을 추종하도록 동작하지만, 입력 전압에 고조파 성분이 포함되면 전압 왜곡이 전류 제어의 기준신호 및 피드포워드 경로에 영향을 미쳐 전류 파형을 왜곡시킨다. 이렇게 왜곡된 전류는 DC 링크로 전달되어 DC 버스 전압 리플을 증가시키고, 결과적으로 배터리 충전 전류의 품질을 저하시킨다.
+
+전압 강하(Voltage Sag)가 발생하는 경우에는, 입력 전압이 낮아진 상황에서 동일한 충전 전력을 유지하려면 더 많은 전류를 뽑아야 하므로 전류 제어기의 부담이 증가한다. 적절한 제어 전략이 없을 경우 충전 전류가 불안정해지거나 충전이 중단될 수 있으며, 제어기가 과도하게 반응하면 I-THD가 악화된다.
+
+(XXX 그림: 정상 AC 입력과 V-THD가 높은 AC 입력에서의 전류 파형 비교 개념도)
+
+### 3.2.2 시뮬레이션을 통한 영향 확인
+
+V-THD가 높은 AC 입력 환경 및 Voltage Sag 조건에서 충전 시 DC 버스 측에 발생하는 전압 리플 및 전류 왜곡을 시뮬레이션으로 확인한다. 제어 전략 적용 전의 기본 동작을 확인함으로써 문제의 심각성을 정량적으로 파악하고, 이를 개선할 제어 전략의 필요성을 확인한다.
+
+시뮬레이션 조건은 다음과 같다. V-THD는 IEC 60092-101 허용 기준(8%)을 초과하는 수준으로 설정하며, Voltage Sag는 정격 전압의 (XXX)% 수준으로 설정한다.
+
+(XXX 표: 시뮬레이션 조건 및 파라미터)
+
+(XXX 그림: V-THD 조건별 I-THD 및 DC 버스 전압 리플 시뮬레이션 결과 — 제어 전략 적용 전)
+
+(XXX 그림: Voltage Sag 조건에서의 충전 전류 및 DC 버스 전압 변동 시뮬레이션 결과 — 제어 전략 적용 전)
+
+---
+
+## 3.3 I-THD 억제 및 Voltage Sag Ride-Through 제어 전략
+
+### 3.3.1 제어 전략 개요
+
+본 연구에서는 열악한 AC 전원 환경에서의 I-THD 억제 및 Voltage Sag Ride-Through를 위해 PI 컨트롤러를 기반으로 한 변형된 제어 방법을 적용한다. 기존 PI 제어기는 직류 성분의 정상 상태 오차를 제거하는 데 효과적이나, 고조파 성분과 같은 교류 성분의 추종 성능이 제한적이다. 본 연구에서 제안하는 변형된 제어 방법은 이러한 한계를 개선하여 비정상 AC 입력 환경에서도 전류 품질을 유지할 수 있도록 한다.
+
+(XXX 그림: 제안하는 충전 전략 전체 제어 블록 다이어그램)
+
+### 3.3.2 제어기 설계
+
+(XXX 그림: 제안하는 변형 PI 제어기 구조 상세 블록 다이어그램)
+
+제어기 설계의 주요 고려사항은 다음과 같다. 첫째, V-THD가 높은 환경에서 전류 추종 성능을 유지하기 위한 대역폭 설계. 둘째, Voltage Sag 발생 시 충전 연속성을 유지하기 위한 전압 강하 감지 및 전류 지령 조정 로직. 셋째, 정상 상태 회복 후 원활한 충전 복귀를 위한 전환 로직.
+
+(XXX 표: 제어기 파라미터 설계값)
+
+### 3.3.3 Voltage Sag Ride-Through 동작
+
+Voltage Sag 발생 시 제어기는 다음과 같이 동작한다. 입력 전압이 설정 임계값 이하로 강하하면 Sag 발생을 감지하고, 전류 지령을 조정하여 DC 링크 전압을 허용 범위 내로 유지한다. Sag 구간에서는 충전 전력을 감소시키더라도 충전 연결을 유지(Ride-Through)하며, 전압이 회복되면 정상 충전 모드로 복귀한다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag Ride-Through 동작 순서도)
+
+---
+
+## 3.4 실험 검증
+
+### 3.4.1 실험 환경 구성
+
+열악한 AC 전원 환경을 재현하기 위해 (XXX) 장비를 활용하여 V-THD 및 Voltage Sag 조건을 인위적으로 생성한다. 실험은 제어 전략 적용 전후를 비교하는 방식으로 진행하며, DC 버스 전압 리플, 입력 전류 파형 및 I-THD를 측정하여 제어 효과를 정량적으로 평가한다.
+
+(XXX 표: 실험 파라미터 및 조건)
+
+(XXX 그림: 실험 환경 구성도)
+
+### 3.4.2 V-THD 환경에서의 I-THD 억제 실험
+
+(XXX) % 수준의 V-THD를 가진 AC 입력 환경에서 충전 실험을 수행하고, 제어 전략 적용 전후의 I-THD 및 DC 버스 전압 리플을 비교한다.
+
+(XXX 그림: V-THD 환경에서 제어 전략 적용 전후 입력 전류 파형 비교)
+
+(XXX 표: V-THD 조건별 I-THD 측정값 및 IEC 60092-101 기준 대비 결과)
+
+### 3.4.3 Voltage Sag Ride-Through 실험
+
+정격 전압의 (XXX)% 수준의 Voltage Sag를 인가하여 충전 연속성 유지 여부를 확인한다. Sag 발생 시 DC 버스 전압 변동, 충전 전류 응답, Sag 회복 후 정상 복귀 동작을 측정한다.
+
+(XXX 그림: Voltage Sag 발생 시 DC 버스 전압, 충전 전류, 입력 전압 파형)
+
+### 3.4.4 선급 THD 요건 만족 확인
+
+실험 결과를 통해 열악한 AC 입력 환경에서도 제안하는 제어 전략 적용 시 IEC 60092-101의 THD 요건(단일 고조파 5% 이하, THD 8% 이하)을 만족함을 확인한다.
+
+(XXX 표: 실험 조건별 I-THD 측정값 요약 및 선급 기준 대비 결과)
+
+---
+
+## 3.5 소결
+
+본 장에서는 선박 발전기 및 Shore Power의 약계통 특성으로 인한 V-THD 문제를 분석하고, 비정상 AC 입력 환경에서 충전 시 I-THD가 악화되고 DC 버스 전압 리플이 증가하는 문제를 시뮬레이션으로 확인하였다. 이를 해결하기 위해 PI 컨트롤러 기반의 변형된 제어 전략을 제안하고, 실험을 통해 열악한 V-THD 환경 및 Voltage Sag 조건에서도 IEC 60092-101의 THD 요건을 만족하며 안정적인 충전 동작이 유지됨을 검증하였다.
+
+---
+
+## 참고문헌
+
+[3] IEC 60092-501:2013, *Electrical installations in ships – Part 501: Special features – Electric propulsion plant*, IEC, Geneva.
+
+[6] IEC 60092-101, *Electrical installations in ships – Part 101: Definitions and general requirements*, IEC, Geneva.
+
+[X] ⚠️ 선박 발전기 임피던스 특성 관련 문헌 — 확인 필요.
+
+[X] ⚠️ Shore Power 전력 품질 문제 관련 문헌 — 확인 필요.
+
+[X] ⚠️ KR 고조파 규정 공백 관련 문헌 — 확인 필요.